Повышение разрешающейспособности систем
6.5.1. Понятие базы измерительного прибора
Понятие базы пришло из оптики и акустики. Там под базой понимается поперечный размер измерительного устройства, определяющийего пространственные характеристики.
Примеры:
—акустическая стереобаза — расстояние между акустическими излучателями (определяет зону стереоэффекта);
— база стереослуха — расстояние между ушами (определяет точность определения направления на источник звука);
— зрительная стереобаза — расстояние между глазами или объективами оптических приборов (определяет глубину стереозрения и точность измерениярасстояния дальнометрическим методом).
6.5.2. Повышение разрешающей способности РЛС по углу методом
«синтезированной апертуры»
Как отмечелсь ранее, РСУ определяется шириной главного лепестка ДН антенны, которая, в свою очередь, определяется поперечным размером антенны и видом амплитудно-фазового распределения возбуждения.
Для дистанционного зондирования Земли с ЛА и ИСЗ применяютрадиолокаторыбоковогообзора и радиометры(пассивные). Размеры антенн ограничены чисто технически: что делать, если РСУ при этом недостаточна?
Возьмём две одинаковые антенны с диаграммами направленности , находящиеся на расстоянииdдруг от друга, соизмеримом с длиной волны λ (рис. 6.8 а).
Рис. 6.8 — Формирование ДН двухэлементной решётки (а) и синтезированной апертуры (б)
Поле, отраженное от объекта, определяет амплитуды и фазы сигналов на выходах антенн.Расстояния до объекта много больше длины волны, поэтому амплитуды сигналов на выходах антенн будут одинаковыми, а разность фаз будет определяться разностью хода лучей, приходящих от объекта. В результате сложения сигналов в сумматоре Σ формируется диаграмма направленности антенной решетки из 2 элементов
|
|
,
где — волновое число.
Множитель называется множителем решётки, в данном случае из 2 элементов. Благодаря его действию суммарная ДН сужается. При увеличении числа элементов, например, до четырёх, ДН становится ещё более узкой.
Если взять рассмотренную решётку из 2 элементов и переместить её со скоростью на расстояние за время , равное
,
(см. рис. 6.8 б), а сигналы с выходов антенн, полученные в момент задержать на этот интервал до момента и сложить в сумматоре с сигналами, полученными в момент , то суммарная ДН будет соответствует решётке из 4 элементов
.
Таким образом, мы получили тот же результат, что для решётки из 4 элементов, то есть мы искусственно «синезировали» антенну с в два раза большим числом элементов и, соответственно, большими размерами.
|
|
Ясно, что так можно поступать любое число раз,соответственно увеличивая эквивалентный размер синтезированной антенны. Ограничения здесь — чисто технические: возможности хранения и переработки огромного количества данных.
6.5.3. Понятие базы сигнала
Разрешающие способности РСВ и РСЧ ограничены в силу действия принципа неопределённости, количественной мерой которой является площадь сечения диаграммы неопределённости. Вводится понятие «база сигнала» как произведение длительности сигнала на занимаемую им полосу частот
,
Для рассмотренных ранее радиоимпульсов , поэтому . Таким сигналы принято называть простыми, так как у них отсутствуют параметры, которые можно было бы варьировать для достижения высоких РСВ и РСЧ.
Задача состоит в том, чтобы ввести в сигналы такие параметры, чтобы база стала значительно больше единицы без существенного расширения спектра: .
6.5.4. Применение пачек импульсов для достижения высокой РС по скорости
Возьмем, для примера, РЛС с длительностью импульса мкс, см = м.
РСД
м.
|
|
РСС
км/с.
Таким образом, РСС неприемлема. Вывод: для одиночных импульсов невозможно получить высокое разрешение по скорости.
Попробуем применить пачкуиз nимпульсов. Ширина одного пика ЧКФ будет примерно в nраз меньше, чем ширина пика для одиночного импульса (рис. 6.9).
Рис. 6.9 — ВКФ и ЧКФ пачки импульсов
Сечение двумерной КФ будет состоять из множества эллипсов (рис. 6.10).
Рис. 6.10 — Сечение тела неопределённости пачки импульсов по уровню 0,5
Если — длительность импульса, — интервал между импульсами, то длительность пачки будет равна
.
База сигнала в виде пачки импульсов
.
Число импульсов в пачке nдля получения РСС 150 м/с, численно равной РСД, должно быть приблизительно равно
.
6.5.5. Применение линейной частотной модуляции
Изменение частоты излучённого сигнала по линейному закону называется линейной частотной модуляцией ЛЧМ. Пусть задана скорость изменения частоты
.
Время распространения сигнала до цели, находящейся на расстоянииD и обратно равно
|
|
.
За это время частота изменится на величину , равную
.
Следовательно, измерив разность частот, мы можем определить дальность
.
Здесь введено обозначение — разность, соответствующая дальности.
На практике применяют периодическую ЛЧМ двух видов:
— симметричная (СЛЧМ), когда нарастание и спадание происходят с одинаковой скоростью (рис. 6.11 а);
— несимметричная (НЛЧМ), когда сброс частоты до начального значения происходит за короткое время (рис. 6.11 б).
Рис. 6.11
Параметрами ЛЧМ являются:
— средняя частота ;
— девиация частоты ;
— период изменения частоты и частота повторения .
Для НЛЧМ ещё используют паразитный параметр — время восстановления .
Рассмотрим работу системы с СЛЧМ (рис. 6.12).
Рис. 6.12
Скорость изменения частоты для заданной девиации равна
,
поэтому величина разностной частоты равна
,
где — модуляционная длина волны.
При непрерывном измерении частоты фактически измеряется среднее её значение за период модуляции
.
Для достижения высокой точности измерений длительность «провалов» должнабыть малой по сравнению с периодом модуляции
.
В этом случае измеренная дальность до цели составит
.
Обычно вместо измерения частоты используют счётчик числа периодов колебаний с частотой за период модуляции, поэтому возникает вопрос о дискретности определения дальности .
Число периодов равно
.
Дискретность соответствует изменению числа периодов на единицу, поэтому её можно определить из соотношения
.
Отсюда находим
,
Для уменьшения дискретности нужно увеличивать девиацию частоты, но здесь есть технический предел, связанный с увеличением ширины спектра сигнала.
Если на вход приёмника поступают 2 сигнала, отстоящие на 1 дискрет, то их практически невозможно разрешить, так как ширина спектра ЛЧМ примерно равна девиации частоты, что по дальности составляет одну длину волны модуляции.
Таким образом, РС по дальности составит примеро 4 дискрета
.
6.5.6. Совместное измерение дальности и скорости с помощью ЛЧМ
Кроме изменения частоты от дальности имеется доплеровское изменение частоты от радиальной скорости . Их нужно измерять раздельно.
Случай 1. Дальностное изменение превышает скоростное .
Разностная частота , измеряемая системой, на одном полупериоде будет больше, чем , а на другом — меньше за счёт частоты Доплера
.
Среднее за период модуляции значение частоты будет равно , а пределы изменения частот дадут возможность определить скорость (рис. 6.13)
;
,
где — соответственно, верхняя и нижняя измеренные частоты.
Рис. 6.13 — Временные диаграммы частот излучённого и принятого сигналов (а) и измеряемого отклонения частоты (б) для случая 1
Случай 2. Дальностное изменение меньше скоростного .
Картина меняется на противоположную (рис. 6.14)
;
.
Рис. 6.14 — Временные диаграммы частот излучённого и принятого сигналов (а) и измеряемого отклонения частоты (б) для случая 2
Для однозначного измерения дальности и скорости во всём диапазоне их изменения необходимо правильно выбрать среднюю частоту и девиацию.
Для систем, где основное измерение — дальность, выбирают условие, которое соответствует первому случаю: минимальное отклонение по дальности превышает максимальное отклонение по скорости , следовательно, должно выполняться условие
,
откуда получаем
.
В системах, измеряющих скорость целей, применяют обратное соотношение.
Разрешающая способность по скорости обусловлена дискретностью счёта числа периодов разностной частоты . Для дискретности измерения скорости имеем условие
,
откуда находим
.
Так же, как и для дальности, РС по скорости равна примерно четырём дискретам
.
Пример. Пусть требуется получить РС = 10 м/с. Найдем период модуляции
с = 6 мс.
Вполне приемлемая величина.
6.5.7. Согласованная фильтрация ЛЧМ сигнала
Для обеспечения высокой РС по дальности период модуляции ЛЧМ сигнала должен быть значительно больше длительностей импульсов.
Обработка ЛЧМ сигнала сводится к «сжатию» без потери информации. Практически реализуется дискретное сжатие:
— вся полоса ЛЧМ сигнала разбивается на mпарциальных полос;
— на каждую ПП настраивается свой ПФ;
— так как отклики ПФ будут сдвинуты во времени, необходимо перед суммированием их задержать на соответствующий интервал (рис. 6.15, 6.16).
Рис. 6.15 — Структ сх СФ ЛЧМ
Рис. 6.16 — Врем диагр на входе (а), выходах ЛЗ (б) и выходе сумматора (в)
Длит отклика будет равна эффективной длит имп
.
Полоса, занимаемая откликом, будет примерно равна
.
Размах ТН будет определяться периодом модуляции и девиацией частоты, но так как время и частота изм одновременно, эллипс сечения ТН будет наклонным, а РС определяется на размерами самого эллипса, а размерами его сечения по осям (рис. 6.17).
Рис. 6.17 — Сечение ТН для ЛЧМ сигнала
Длительность сигнала определяется периодом ЛЧМ, а полоса частот — девиацией, поэтому база ЛЧМ сигнала прибл. равна
.
Таким образом, по сравнению с одиночным импульсом, база ЛЧМ сигнала больше в раз.
6.5.8. Применение фазоманипулированных сигналов
Пачки импульсов и ЛЧМ сигналы имеют свои недостатки: у пачек в интервалах не происходит накопление, а ЛЧМ занимают широкую полосу.
Если частоту не изменять и заполнить промежутки, то остаётся только манипулировать фазу (рис. 6.18).
Рис. 6.18
Параметрами ФМН являются:
— длит имп ;
— число позиций манипул p;
— девиация фазы
;
— длит посылки из импульсов
.
Каждому виду импульса присваивается число. При вдухпозиционной ФМН — два вида: с фазами 0 и 180°, поэтому двоичные числа «0» и «1». При трехпозиционной числа «0», «1» и «2» — обычно записывают в двоичном виде. Например, 16-ти позиционная: «0000», «0001» … «1111».
Информационным признаком посылки является цифровая последовательность, записанная в виде двоичного числа. При двухпозиционной манипуляции кодируется каждый двоичный символ, при многопозиционной — группы из двоичных символов.
Применяют два основных способа присвоения фаз:
— абсолютный (прямой);
— относительный (следующий перескок фазы зависит от предыдущего состояния, например, если был «0», то не выполнятеся перескок, а если была «1», то выполняется).
6.5.9. ФМН сигналы на основе последовательностей Баркера
Последовательность Баркера или код Баркера — двоичная последовательность со специальным свойством: все боковые лепестки нормированной АКФ одинаковы и равны . Разработаны коды для (табл. 6.1).
Таблица 6.1 — Значения символов для кодов Баркера
N | ai для длины кодаN | ||||||||||||
1 | 2 | 3 | 4 | 5 | 6 | 7 | 8 | 9 | 10 | 11 | 12 | 13 | |
3 | + | + | – | ||||||||||
4 | + | + | – | + | |||||||||
5 | + | + | + | – | + | ||||||||
7 | + | + | + | – | – | + | – | ||||||
11 | + | + | + | – | – | – | + | – | – | + | – | ||
13 | + | + | + | + | + | – | – | + | + | – | + | – | + |
Пример. . Последовательность:1110010 или +++– – + – (рис. 6.19).
Рис. 6.19 —Чередование фаз для 7-разрядного кода Баркера
Формирователь такой полседовательности и СФдля неё имеют следующую структуру (рис. 6.20).
Рис. 6.20
На вход формирователя поступает периодическая последовательность ипмульсов одинаковой формы длительностью с периодом
.
Работа формирователя очевидна: импульсы сдвигаются на свою длительность раз. Фаза определённых алгоритмом импульсов «переворачивается на противопложную».
Работа СФ происходит аналогично, но, так как порядок чередования фаз — обратный, импульсы через один «гасят» друг друга.Из «ненулевых» тактов тольков одном происходит сложение амплитуд, а в остальныхостаётся только одна амплитуда(рис. 6.21).
Рис. 6.21 — Временные диаграммы к работа СФ 7-разрядной последоватльености Баркера
Видно, что происходит «сжатие» отклика СФ.
Полоса пропускания для кодов Баркера определяется длительностью импульса, т.е. составляет , а длительность последоватльености , поэтому база равна
.
Максимальная длина кода Баркера .УБЛ равен , что по мощности составляет –22 дБ.
6.5.10. Фазоманипулированные шумоподобные сигналы
Чередование символов — по закону псевдослучайных последовательностей (ПСП), формируемых по рекуррентным алгоритмам.
ПСП называют рекуррентной (РПСП), если задано mэлементовпорождающейпоследовательности, а каждый следующий элемент формируется на основе предыдущих по определённому правилу.
РПСП называют линейной, если это правило — линейное:
— сложение по модулю p(без перехода в следующий разряд);
— логическое умножение по модулю p.
Линейные РПСП формируют с помощью многоотводных ЛЗ, регистров сдвига, мультиплексоров. Обычно используется двоичная арифметика, затем, если p> 2, то двоичные символы объединяют в группы.
Порождающая двоичная последовательность из mсимволов не может быть нулевой. Следовательно, ненулевых сочетаний символов будет
.
Алгоритм формирования ЛРПСП строится на переборе всех возможных сочетаний символов, поэтому выходная последовательность будет периодической с периодом , но в пределах периода ни одна комбинация не повторятся дважды.
Пример. . Регистр сдвига состоит из 3 триггеров, исп. один сумматор по модулю 2 (рис. 6.22).
Рис. 6.22
Пусть в начальном состоянии в первом триггере будет единица, в остальных — нули. На вход 1 триггера поступает нуль. Импульсы сдвига имеют длительность , по переднему их фронту происходит сдвиг вправо (табл. 6.2).
Таблица 6.2
Выходная последовательность имеет вид (рис. 6.23).
Рис. 6.23
При p= 2 она используется непосредственно для манипуляции фазы на 180°, а при p= 4 используются пары символов.
Последовательность максимального периода называют
М-последовательностью. Место и число отводов для любого m определяется с помощью таблиц неприводимых многочленов. Если его изменить, то период последовательности станет равным N* <M.
Длину порождающей последовательности выбирают из условия
.
Общая схема цифрового автомата для формирования М-последовательности содержит РС из mтриггеров, умножители по модулю pи дешифратор (рис. 6.24).
Рис. 6.24
Умножение по модулю — это умножение без переноса старший разряд, например, для p= 5:
Если константа , то это означает неподключение данного выхода триггера. Для p= 2 никакие специальные умножители не нужны.
Для формирования последовательности с заданным периодом N* в состав формирователя должен входить дешифратор, который обеспечивает сброс схемы в исходное состояние, когда на выходах триггеров появится заданное число.
Основное свойство ФМ сигнала, модулированного M-последовательностью: АКФ имеет один пик.Боковые лепестки для периодической M-последовательности имеют уровень . Однако при приёме мы имеем дело с непериодической (однократной) M-последовательностью, поэтому боковые лепестки не полностью взаимно компенсируются: реальная оценка УБЛ — уровень .
СФ имеет структуру, аналогичную СФ для кодов Баркера.
Пример: в системе спутниковой навигации GPS (Navstar) излучается два вида сигналов:
1. сигнал грубого определения местонахождения объекта имеет длительность импульса 1 мкс, период кодовой последовательности ≈1 с. Для формирования используются 10-разрядные сдвиговые регистры, коэффициент сжатия равен 1023;
2. сигнал точного определения имеет длительность импульса 0,1 мкс, а период кодовой последовательности около 267 суток. Погрешность не более 15 м.
6.5.11. Формирование опорного сигнала при ФМН
Задача: извлечь опорный сигнал из информационного на ПЧ.
При двухпозиционной ФМН
При удвоении частоты инф о фазе снимается:
Схема Пистолькорса (1933 год) (рис. 6.25).
Рис. 6.25
Недостаток: при делении частоты возможен сбой фазы: для двухпозиционной ФМН возникает эффект «обратной работы».
Схема Костаса (1956 год) (рис. 6.26).
Рис. 6.26
На выходе двух ФД — знакопеременные последовательности, но с противоположным чередованием знаков. За счёт перемножения знаки снимаются.
Различение сигналов
Постановка задачи
Отличие от зад обнар: считается, что на зад инт времени [0, T] могут быть приняты сигналы различного вида. Необходимо принять решение: какой именно сигнал из заданного ансамбля был принят?
Будем рассматривать случай дискретных сигналов, ансамбль из сигналов, отличающихся значениями инф парам (группы парам!!) .
Практически: должна обеспечиваться временная синхронизация — это отдельная задача.
Задача. Путь на вход приёмн поступает смесь, в которой обязательно содержится один из сигналов
.
где — несущественныйслучайный параметр.
Необходимо по виду принимаемой смеси дать оценку, какой именно сигнал в ней содержится
.
При этом должен выполняться один из статистических критериев оптимальности.
Рассмотрим случайбинарных сигналов .
Возможны ошибочные решения двух видов, вероятности которых равны
;
.
Для общности введём штрафыза каждое ошибочное решение: .
Обычно применяют следующие критерии.
1. Минимума среднего риска Байеса
.
2. Для РТСПИ обычно штрафы одинаковы, поэтому более подходит критерий идеального наблюдателя Котельникова или критерий минимума средней вероятности ошибки
.
Дата добавления: 2018-04-15; просмотров: 499; Мы поможем в написании вашей работы! |
Мы поможем в написании ваших работ!