Ключі на біполярних транзисторах

 

2.2.1. Загальні поняття.Для побудови ключових схем застосовують транзистори як з p-n-p так і з n-p-n-структурою. При цьому принцип дії каскадів на транзисторах обох структур є ідентичним. Відмінності існують лише в технічно-експлуатаційних показниках. Як відомо n-p-n транзистори мають кращі частотні властивості, тому ключі на них використовують більш широко. Зокрема такі типи логіки комп’ютерної електроніки, як транзисторно-транзисторна і транзисторно-транзисторна Шотткі побудовані виключно на транзисторах з n-p-n структурою. У зв’язку з цим далі будуть описані схеми ключів тільки на таких транзисторах.

З відомих схем увімкнення транзистора: із загальною базою (ЗБа), із загальним колектором (ЗКл) та із загальним емітером (ЗЕм), найкращі ключові властивості каскаду забезпечує увімкнення транзистора за схемою з ЗЕм.

На рис. 2.1 наведено схему найпростішого транзисторного ключа, в якій n-p-n транзистор включено за схемою із ЗЕм. Як видно, ця схема складається з перелічених вище обов’язкових компонентів: електричного джерела живлення з напругою живлення U_cc (на схемі не зображено), підключеного до шини живлення та загальної шини (землі), нелінійного елемента – транзистора VT і елемента навантаження - резистора R_к.

Рис. 2.1 Схема транзисторного ключа з загальним емітером

Специфіку роботи ключового каскаду можна пояснити за допомогою передаточної характеристики (ПХ),якаописує залежність вихідної напруги від вхідної U_вих = f(U_вх). Таку характеристику для схеми ключового каскаду, яка показана на рис. 2.1, наведено на рис. 2.2.

Рис. 2.2. Передаточна характеристика ключа

Як видно, вихідна напруга зв’язана з вхідною напругою обернено пропорційною залежністю. Така властивість характерна для каскадів, в яких транзистор увімкнено за схемою із ЗЕм. Через цю ознаку каскад на рис. 2.1 називають ключем-інвертором. Відомі також схемотехнічні рішення ключових каскадів, які не інвертують вихідний сигнал відносно вхідного. Проте інвертувальні ключові каскади більш розповсюджені.

Властивість інверсії ключового каскаду можна пояснити наступним чином. Вихідна напруга каскаду U_вих, - це падіння напруги на транзисторі, яку створює струм, що протікає від джерела живлення U_cc через послідовний ланцюг R_к-VT. При малих вхідних напругах (ділянка I передаточної характеристики) транзистор закритий і на ньому падає велика напруга, близька до напруги U_сс. При великих вхідних напругах (ділянка III передаточної характеристики) транзистор відкритий і на ньому падає мала напруга, близька до нуля.

2.2.2. Статичний режим роботи ключового каскаду.Робочими ділянками передаточної характеристики ключового каскаду є ділянки I і III на рис. 2.2. Вони відповідають двом стійким станам ключа: закритому (ділянка I) і відкритому (ділянка III).

Конкретні значення напруг і струмів транзистора у цих режимах роботи визначають з характеристик біполярного транзистора методом лінії навантаження. При цьому використовують два види характеристик:

1. Вхідні характеристики транзистора – для визначення струму і напруги вхідного ланцюга схеми ключа;

2. Вихідні характеристики транзистора – для визначення струму і напруги у вихідному ланцюзі ключа.

Вхідна характеристика транзистора, увімкненого за схемою із загальним емітером, це залежність струму бази I_б від напруги база-емітер U_бе при постійній напрузі колектор-емітер U_ке = const. Для визначення режиму роботи вхідного кола ключа на цій характеристиці, використовуючи як початок координат значення вхідної напруги ключа U_вх, будують лінію навантаження, яка являє собою ВАХ резистора R_б(рис. 2.3а).

Точку перетину лінії навантаження з вхідною характеристикою транзистора називають робочою точкоюабо точкою початкового режиму,оскільки за її допомогою визначають робочий струм I_б і напругу на базі транзистора U_бе в режимі стійкого стану. Зрозуміло, що при зміні U_вх пряма навантаження зміщується паралельно самій собі, і кожному значенню вхідної напруги відповідає своя робоча точка, тобто свої значення I_б і U_бе (рис. 2.3а).

Рис. 2.3.  Вхідна  характеристика (а)  и  сімейство  вихідних характеристик з лінією навантаження (б) n-p-n транзистора, увімкненого за схемою із загальним емітером

Вихідною характеристикою транзистора, включеного за схемою із ЗЕм, є залежність струму колектора I_к від напруги колектор-емітер U_ке при постійному струмі бази I_б = const. При визначенні режиму вихідного ланцюга біполярного ключа використовують сімейство вихідних характеристик транзистора, виміряних при різних значеннях I_б. Для цього сімейства характеристик будують лінію навантаження (рис. 2.3б). Для її побудови на вісі U_ке відкладають значення напруги живлення U_сс, а на вісі I_к значення струму I_к = U_сс/R_к, яке фактично відповідає струму в вихідному ланцюзі ключа, коли транзистор має нульовий опір. Через отримані таким чином точки проводять лінію навантаження, точка перетину якої з вихідною характеристикою транзистора при заданому струмі I_б визначає струм колектора транзистора I_к і падіння напруги U_ке, яке є вихідною напругою U_вих ключа (рис. 2.1). Струм бази I_б, як було відзначено вище, задається вхідним ланцюгом схеми ключа і визначається з вхідної характеристики транзистора (рис. 2.3а).

Режим роботи ключового каскаду встановлюють наступним чином. У закритому стані ключа повинна виконуватися умова U_вх < 0 В. Проте кремнієвий p-n перехід залишається закритим і при позитивній напрузі, що задовольняє умові U_бе £ U_пор ≈ 0,6 В. Напруга 0,6 В є свого роду параметром кремнієвого p-n переходу, яку називають пороговою напругою U_пор. При напрузі U_бе £ U_пор, як емітерний, так і колекторний p-n переходи транзистора закриті, тому струми всіх трьох його електродів не перевищують часток мікроампера. Падінням напруги на резисторах R_б і R_к схеми біполярного ключа (рис. 2.1) у цьому випадку можна знехтувати і вважати U_бе ≈ U_вх, а U_ке ≈ U_сс. Такий режим роботи каскаду, коли транзистор закритий, називають режимом відсічки, йому відповідають точки А и A′ на рис. 2.3. В режимі відсічки у вхідному ланцюзі ключа протікає струм I_б1 = -I_К0, а у вихідному – I_к1 = I_К0 (рис. 2.3). Струм I_К0 є параметром біполярного транзистора, який називають зворотним струмом колекторного p-n переходу.

При напрузі U_вх > U_пор відкривається емітерний p-n перехід транзистора. В базовому ланцюзі починає протікати струм I_б, а в ланцюзі колектора пропорційний йому струм I_к. Транзистор переходить до активного режиму роботи, який характеризується закритим станом колекторного p-n переходу і відкритим станом емітерного p-n переходу. В активному режимі I_к = bI_б, де параметр b має назву коефіцієнт передачі транзистора за струмом для схеми його увімкнення з загальним емітером. Звичайно, цей коефіцієнт близько 100, тому в активному режимі каскад, схема якого наведена на рис. 2.1, працює як підсилювач електричного струму. Падіння напруги U_ке = U_cc - bI_бR_к зменшується при зростанні струму бази I_б, який збільшується при зростанні напруги U_вх, (рис. 2.3а).

В точці 3 при струмі I_б3 падіння напруги між колектором і базою U_кб = U_ке – U_бе @ 0 В і з подальшим збільшенням U_вх ця напруга стає негативною. Коли вона досягає значень U_кб < -U_пор ≈ -0,6 В, колекторний p-n перехід відкривається. Транзистор починає працювати в режимі подвійної інжекції. Цьому режиму на рис. 2.3 відповідають точки B і B′. Інжекція носіїв заряду із колектора транзистора в базу перешкоджає подальшому збільшенню струму колектора, тому він залишається при зростанні U_вх практично незмінним, хоча струм бази зростає (рис. 2.3). Такий струм колектора, при заданому значенні опору колекторного навантаження R_к, має максимальне значення і називається струмом насичення I_кн, а режим подвійної інжекції, що відповідає відкритому стану біполярного ключа, - режимом насичення. Струм бази і напруга U_бе в режимі насичення позначені на рис. 2.3а як I_бн і U^*. Звичайно для інтегральних n-p-n транзисторів падіння напруги між базою і емітером в режимі насичення U^* ≈ 0,8 В не дуже відрізняється від U_пор ≈ 0,6 В. Причиною цього є велика крутизна вхідної характеристики транзистора. Як видно на рис. 2.3б в режимі насичення на транзисторі падає напруга U_кен, що звичайно не перевищує величину 0,1 В.

Режими відсічки і насичення є основними робочими режимами ключа на біполярному транзисторі. Розглянемо ці режими більш докладніше.

Режим відсічки.В цьому режимі обидва p-n переходи транзистора  зміщені  зворотно  (U_бе £ U_пор, U_бк £ U_пор) і транзистор закритий.

Межею режиму відсічки є зворотна напруга на переході база-емітер, при якій струм I_е = 0 А. Цю напругу називають напругою відсічки U_від і визначають за формулою:

 

                             U_від = - mφ_т ln (1+β),             (2.1)

 

де m - коефіцієнт, який враховує вплив струму втрати і рекомбінації на струм бази, j_т = kT/e (k – постійна Больцмана, Т – абсолютна температура, e – заряд електрона) – температурний потенціал. Відзначимо, що для кремнієвих транзисторів при абсолютній температурі Т = 300 К, коли  тепловий потенціал j_т = 25 мВ, типове значення коефіцієнта m складає 1,5÷2.

Звичайно в цифрових каскадах застосовують режим глибокої відсічки, при якому напруга на р-n переходах транзистора значно перевищує температурний потенціал j_т. Для оцінки в цьому режимі приймають U_від = (3÷5)φ_т, тобто при кімнатній температурі значення напруги відсічки U_від ≈ 0,1 В. В приблизних розрахунках, як значення U_від, приймають напругу на переході база-емітер, при якій струм бази зменшується в 100¸200 разів порівняно зі струмом відкритого стану транзистора.

Для аналізу роботи біполярного транзистора в електронних схемах Дж. Д. Еберс і Дж. Л. Молл у 1954 р. запропонували прості та зручні моделі такого транзистора. Ці моделі використовують при розробці інтегральних мікросхем, де по простим і досить точним моделям електронного приладу визначають поведінку складної схеми.

Найпростішим варіантом низькочастотної моделі Еберса-Молла є модель з ідеальними p-n переходами і двома джерелами струму. Еквівалентна схема транзистора, що використовується в такій моделі, наведена на рис. 2.4.

Тут a - коефіцієнт передачі струму емітера в коло колектора, а a_і - коефіцієнт передачі колекторного струму в коло емітера в інверсному режимі увімкнення транзистора. Струми I^’_К і I^’_Е, що протікають відповідно крізь колекторний і емітерний переходи біполярного транзистора, визначають в межах моделі Еберса-Молла наступні співвідношення:

Рис. 2.4. Еквівалентна схема n-p-n транзистора  в  моделі Еберса-Молла

 (2.2)

, (2.3)

де I_К0 та I_Е0 – зворотні струми колекторного та емітерного переходів, які вимірюють при обриві колекторного і емітерного ланцюгів транзистора.

Згідно з першим законом Кірхгофа для струмів колектора, емітера і бази на рис. 2.4 можна отримати наступні співвідношення:

, (2.4)

 

, (2.5)

                                       I_б = I_е - I_к.                    (2.6)

В режимі глибокої відсічки, коли емітерний і колекторний переходи закриті (U_бе, U_бк < 0), експонентами у (2.4) і (2.5) можна знехтувати, тому

                                    ,                            (2.7)

 

                                     .                            (2.8)

Оскільки в режимі відсічки I_{е від} = 0 А, з (2.8) випливає I_Е0 = a_іI_К0, а з (2.7) і (2.6), що I_{к від} = I_К0, I_{б від} = - I_К0. Фактично в цьому режимі через транзистор тече тільки струм I_К0, який втікає в колектор і витікає з бази.

Зворотний струм колектора I_К0 ще називають зворотним струмом насичення. Ця назва пов’язана з тим, що при від’ємній напрузі на колекторному p-n переході та відсутньому струмі емітера, струм I_К0 не залежить від напруги. Часто струм I_К0 також називають тепловим струмом колектора тому, що він обумовлений генерацією неосновних носіїв заряду в збіднених областях напівпровідника, прилеглих до колекторного p-n переходу.

Залежність зворотного струму колектора від абсолютної температури T описується формулою:

                           I_К0(Т) ≈ I_К0(Т_о)×exp(a_TDT),       (2.9)

де Т_о = 300 К, ∆Т = Т-Т_о, a_T - температурний коефіцієнт, величина якого для германієвих транзисторів складає 0,07 К^-1, для кремнієвих - 0,1 К^-1.

Для оціночних розрахунків використовують правило: тепловий струм подвоюється на кожні 10 ^оС приросту температури. Але це правило не є універсальним і звичайно занижує фактичні зміни теплового струму у декілька разів. Проте при досить високих робочих температурах тепловий струм кремнієвих транзисторів має невеликі значення.

Слід відзначити, що тепловий струм I_К0 - це не єдиний компонент зворотного струму закритого колекторного р-n переходу. Наприклад, у кремнієвих транзисторах в режимі відсічки протікає також струм термогенерації носіїв заряду в переході, який, правда, в діапазоні робочих температур менше теплового струму. Крім того слід враховувати також струм втрат.

Охарактеризуємо експлуатаційні параметри ключа в режимі відсічки. Перш за все зазначимо, що для забезпечення режиму відсічки біполярного транзистора n-p-n типу повинна виконуватися умова U_бе £ U_пор ≈ 0,6 В, при цьому струм бази транзистора I_б = -I_К0.

В режимі відсічки вхідний опір транзистора R_{вх від} визначається зворотними опорами емітерного і колекторного переходів, тому в цьому випадку R_{вх від} >> R_б і вхідний ланцюг ключа можна розглядати як генератор струму. Це дає можливість визначити напругу база-емітер закритого транзистора за формулою U_бе = U_вх + I_К0×R_б ≈ U_вх.

Вихідний опір транзистора в режимі відсічки R_{вих від} = r_к >> R_к (r_к - диференціальний опір закритого колекторного p-n переходу транзистора, який звичайно дорівнює декільком одиницям мегом).

Напругу на колекторі закритого транзистора з урахуванням вихідного кола ключа (рис. 2.1) і того, що в режимі відсічки I_к = I_К0 можна визначити за формулою:

                         U_{вих від} = U_сс - I_К0R_к.                (2.10)

В схемах ключів величина опору резистора R_к складає одиниці кілоом і тому падіння напруги на ньому при I_К0 ≈ 10^-7 А настільки мале, що U_{вих від} ≈ U_сс.

Режим насичення.Для забезпечення режиму насичення в схемі ключа необхідно створити умови, при яких обидва p-n переходи транзистора відкриті. Для n-p-n транзистора це має місце при умові насичення за напругою, яку можна записати у вигляді: U_бе > U_пор, U_бк > U_пор.

Звичайно U_вх і U_сс значно перевищують напруги U_бен = U^* ≈ 0,8 В, U_кен ≈ 0,1 В в режимі насичення, тому струми в схемі на рис. 2.1 визначаються опорами резисторів R_б і R_к згідно співвідношенням:

                   I_б = I_Rб = (U_вх - U_бен)/R_б ≈ U_вх/R_б,  (2.11)

                   I_к = I_Rк = (U_сс - U_кен)/R_к ≈ U_сс/R_к.   (2.12)

Разом з умовою насичення за напругою можна визначити умову насичення за струмом. Із співвідношень (2.4) і (2.6) випливає, що як в активному режимі так і на межі активного та насиченого режимів транзистора при U_бе > U_пор і U_бк £ U_пор, струм I_к ≈ aI_е і I_б ≈ (1 - a)I_е. Тому зв’язок між струмами бази і колектора визначається співвідношенням:

                                   ,              (2.13)

де b = a/(1 - a) – коефіцієнт передачі транзистора за струмом для схеми його увімкнення із загальним емітером. На межі активного і насиченого режимів співвідношення (2.13) можна записати, як I_кн = b I_бн (тут I_кн - струм насичення колектора, I_бн - струм насичення бази). Фактично струм I_бн є мінімальним струмом, який треба подати в базу транзистора для забезпечення його насиченого режиму роботи. Тому в режимі насичення, коли U_бк > U_пор ≈ 0,6 В повинна виконуватися умова:

                                      I_б ³ I_бн = I_кн/β.              (2.14)

Співвідношення (2.14) використовують як струмовий критерій насичення. З нього випливає, що режим насичення визначається не величиною струмів, а їх співвідношенням. Це означає, що насичення може мати місце і при малих струмах, наприклад, навіть при одиницях мікроамперів. Насичений режим біполярного ключа встановлюється при струмі бази I_бн і струмі колектора I_кн в точках В і В' вхідної і вихідних характеристик транзистора (рис. 2.3).При збільшенні значень струму бази I_б, струм колектора не змінюється і дорівнює I_кн.

В процесі функціонування ключа під дією перешкод можуть виникати неконтрольовані зміни струмів і напруг, які можуть викликати несанкціонований вихід ключа з режиму насичення. Для запобігання цьому необхідне надійне виконання співвідношення (2.14), а тому потрібно забезпечити достатньо глибоке насичення транзистора ключа.

Для кількісної оцінки глибини насичення використовують параметр, який має назву ступенем насичення. Він визначається двома способами. В одному випадку це:

                                S = I_б/I_бн = βI_б/I_кн,              (2.15)

де I_б – струм бази транзистора в режимі насичення, нижня межа якого задана струмом I_бн = I_кн/β.

Іншим способом ступінь насичення визначають, як відносне перевищення електричного струму бази над I_бн:

               N = (I_б - I_бн)/I_бн = (βI_б - I_кн)/I_кн = S - 1. (2.16)

Режим насичення настає при S = 1 (N = 0). При S ® ∞ (N ® ∞) струми I_кн, I_бн ® 0 А. Значенню S = β (N = β+1) відповідає рівність струмів бази і колектора транзистора.

Струми насиченого транзистора визначають напруги між його електродами. Кількісний зв’язок між напругами і струмами можна одержати з рівнянь Еберса-Молла (2.4) - (2.6). Він має вигляд:

                     ,     (2.17)

                     .    (2.18)

В режимі насичення напруга між колектором і емітером транзистора, яку називають залишковою напругою, дорівнює U_кен = U_бен – U_бкн.

На підставі умови взаємності біполярних транзисторів, яка записується як

                                       αI_Е0 = α_iI_К0                         (2.19)

і того, що в режимі насичення I_б, I_к >> I_К0 з (2.17) і (2.18) для U_кен можна одержати наступний вираз:

                 .  (2.20)

Мінімальне значення вихідної залишкової напруги U_кен досягається при нульовому струмі колектора. В цьому випадку з (2.20) випливає:

             U_{кен мін} = φ_Т ln(1/α_i) ≈ φ_Т ln(1+1/b_і) ≈ φ_Т/β_i, (2.21)

де b_і = α_i/(1 - α_i).

Величина цієї напруги мала. Так при реальних значеннях β_і = 1 ÷ 5, U_{кен мін} = 25 ÷ 5 мВ, відповідно. Типове значення U_бен = U^* для інтегральних транзисторів n-p-n типу звичайно складає близько 0,8 В.

Знайдемо вхідний і вихідний опори біполярного ключа в режимі насичення. Зрозуміло, що вони визначаються опорами транзистора і зовнішніх ланцюгів. Статичний вхідний опір транзистора в режимі насичення R_{вх нас} в схемі з ЗЕм з урахуванням (2.11) дорівнює

                        .  (2.22)

З (2.22) витікає, що R_{вх нас} зворотно пропорційний струму бази (вхідній напрузі біполярного ключа). Повний вхідний опір насиченого ключа визначається опорами послідовно включених R_{вх нас} і резистора R_б, тобто R_{вх нас} = R_б(1 + U^*/U_вх). Звичайно в цифрових пристроях U_вх >> U^* ≈ 0,8 В, тому вхідний опір таких ключів приймають рівним R_б.

Статичний вихідний опір транзистора в режимі насичення для схеми із ЗЕм з урахуванням (2.12) дорівнює:

                        .      (2.23)

Величина U_кен ~ 0,025 В значно менша за напругу живлення U_сс, яка в сучасних комп’ютерах не нижча ніж 1,3 В, тому R_{вих нас} << R_к. Оскільки резистори R_{вих нас} і R_к увімкнені у еквівалентній схемі вихідного ланцюга ключа паралельно, його вихідний опір визначає опір R_{вих нас}.

2.2.3. Перехідні процеси в біполярному транзисторному ключі. Швидкодія обробки інформації цифровими мікросхемами, які побудовані на біполярних ключах, визначається тим, наскільки швидко перемикаються такі ключі. Швидкість перемикання біполярного ключа обмежують такі фактори:

- інерційність біполярного транзистора;

- кінцева швидкість зміни струму (напруги) у реактивних елементах схеми, якими є конденсатори та котушки індуктивності.

Інерційність біполярного транзистора визначають інерційність процесу дифузії неосновних носіїв заряду в базі транзистора, ефекти накопичення та розсмоктування заряду і ємність p-n переходів.

Вплив цих факторів виявляється в тому, що при надходженні ідеального прямокутного імпульсу напруги на вхід біполярного ключа, вихідний сигнал буде трохи викривленим і затриманим відносно вхідного сигналу (рис. 2.5а). На часових діаграмах вихідної напруги U_вих (рис. 2.5а) можна виділити такі інтервали часу: t_зт - тривалість затримки увімкнення транзистора; t_ф - тривалість переднього фронту вихідного сигналу; t_р - час розсмоктування (затримка вимикання транзистора); t_сп - тривалість заднього фронту вихідного сигналу. Згідно часовим діаграмам час увімкнення насиченого біполярного ключа дорівнює t_ув = t¹⁰ =t_зт + t_ф, а час вимикання - t_вим = t⁰¹ = t_р + t_сп.

Для аналізу перехідних процесів у насиченому біполярному ключі, реалізованому за схемою з ЗЕм (рис. 2.1), використовують еквівалентну електричну схему, наведену на рис. 2.5б. Цей аналіз досить громіздкий, тому зупинимось на його кінцевих результатах.

Рис. 2.5.  Часові діаграми  сигналів на  вході  і  виході насиченого біполярного ключа (а) і його еквівалентна схема для аналізу перехідних процесів (б)

Затримка увімкнення транзистора (t_зт) виникає завдяки тому, що напруга U_бе не може змінитися миттєво, оскільки не може зарядитися миттєво вхідна ємність транзистора C_вх. Тому, доки напруга на C_вх, а це й є U_бе, менша від U_пор, транзистор вимкнений і на виході ключа зберігається високий рівень напруги. Отже, t_зт - це час потрібний для зарядження вхідної ємності транзистора до напруги U_пор. Можна показати, що при амплітуді вхідного прямокутного імпульсу U_вх тривалість затримки t_зт дорівнює

                    t_зт = R_б C_вх ln[(U_вх/(U_вх-U_пор)],      (2.24)

де С_вх » С_е^* + С_к^*С_н/(С_к*+С_н).

Як видно, при фіксованій амплітуді вхідного сигналу U_вх час затримки увімкнення ключа t_зт зменшується при зменшенні R_б або при збільшенні струму бази, що теж саме оскільки згідно (2.11) I_б = (U_вх-U_бе)/R_б.

Час формування фронту вихідного сигналу (t_ф). Після того, як напруга на базі транзистора перевищує U_пор, транзистор відкривається і працює в нормальному активному режимі. Струм його колектора зростає від I_К0 до I_кн. Час, який потрібен для цього визначається за формулою:

                           ,           (2.25)

де S=I_б/I_бн=b×(I_б/I_кн) - ступінь насичення транзистора, t_r=R_к×(C_н+(1+b)×C^*_к); t_b - стала часу коефіцієнта передачі базового струму транзистора (довідниковий параметр). З (2.25) випливає, що t_ф зменшується при зростанні ступеня насичення транзистора S або, що одне і теж саме - струму бази I_б. Отже, має місце подібна залежність t_зт і t_ф від струму бази транзистора. Тому для зменшення часу увімкнення (t_ув=t_зт+t_ф) насиченого біполярного ключа необхідно при відкриванні транзистора збільшувати струм бази I_б.

Час розсмоктування t_р (затримка вимкнення транзистора). В режимі насичення транзистора через відкриті колекторний і емітерний p-n переходи відбувається інжекція неосновних носіїв заряду в базу транзистора, які накопичуються в ній. Для вимкнення транзистора (переведення з режиму насичення в режим відсічки) необхідно попередньо вивести з бази накопичений заряд, інакше транзистор не закриється. Це потребує деякий час, що отримав назву час розсмоктування t_р. Накопичення заряду в базі здійснює струм, який тече в напрямку бази транзистора, позначимо цей струм I_б1. Розсмоктування заряду здійснюється струмом I_б2, який тече у зворотному напрямку. Аналіз процесу, що відбувається в транзисторі після вимикання напруги, яка привела до насичення транзистора, показує, що

                             ,           (2.26)

де t_p - стала часу розсмоктування. Для дифузійних транзисторів значення t_p дорівнює t_p » (2-4)t_b.

З (2.26) випливає, що t_р зменшується при зростанні струму І_б2, який витікає із транзистора. Розсмоктування неосновних носіїв заряду з бази насиченого транзистора здійснюється тільки струмом, що витікає із транзистора. Якщо цей струм малий, час вимикання транзистора буде великим. З (2.26) випливає, що t_р збільшується при зростанні струму І_б1, що вмикає транзистор. Отже, на відміну від t_зт і t_ф, які зменшуються при зростанні струму І_б1, час розсмоктування t_р веде себе навпаки.

Тривалість заднього фронту вихідного сигналу t_сп. Транзистор біполярного ключа працює в нормальному активному режимі при формуванні спаду вихідного сигналу, тобто його заднього фронту. Аналіз показує, що t_сп визначається співвідношенням:

        . (2.27)

З (2.27) випливає, що t_сп, як і час розсмоктування t_р можна зменшити, якщо збільшити струм І_б2, який витікає з транзистора.

Наведені вище результати аналізу динаміки перемикання насиченого біполярного ключа дозволяють зробити такі висновки:

1. Час увімкнення t_ув і час вимикання t_вим біполярного насиченого ключа визначаються величинами струмів, а саме: струмом I_б1, який вмикає транзистор (тече в базу транзистора n-р-n типу) і струмом I_б2 (витікає з бази транзистора n-р-n типу), а також відношенням цих струмів I_б1/I_б2.

2. Для зменшення t_ув = t_зт + t_ф необхідно збільшувати струм бази І_б1, що вмикає транзистор. Проте треба відзначити, що це призведе до збільшення ступеню насичення транзистора S і, як наслідок, до зростання тривалості вимикання t_вим = t_р + t_сп насиченого біполярного ключа.

3. Зменшення t_вим забезпечується у насиченому біполярному ключі не тільки за рахунок струму бази I_б2, який витікає з транзистора, але визначається і величиною струму I_б1, який вмикає транзистор. Це виключає можливість підвищення швидкодії ключа простим збільшенням струму, який вмикає транзистор. Потрібен вибір оптимального співвідношення струмів І_б1 і І_б2.

2.2.4. Ключі з підвищеною швидкодією.Підвищення швидкодії ключів забезпечують ускладненням простої схеми біполярного ключа (рис. 2.1), використовуючи для цієї мети різні способи. Найвідомішими з них є:

- динамічне форсування процесів увімкнення і вимикання ключа;

- вилучення з перехідних процесів стадій накопичення і розсмоктування надмірного заряду бази транзистора.

Перший спосіб реалізовано у насиченому біполярному ключі з прискорюючим конденсатором. У цьому ключі збільшення швидкодії забезпечується за рахунок збільшення струму бази І_б1, що вмикає транзистор в інтервалі часу, який відповідає передньому фронту вхідного сигналу, і за рахунок збільшення струму бази І_б2, що вимикає транзистор після закінчення вхідного сигналу. Схема насиченого біполярного ключа з прискорюючим конденсатором C_п наведена на рис. 2.6а. Конденсатор C_п, який увімкнено паралельно резистору бази R_б, при надходженні вхідного імпульсу напруги починає заряджатися. Оскільки на початковому етапі цього процесу він має малий опір і шунтує базовий резистор R_б, струм І_б1, який спрямований в базу транзистора має достатньо велике значення (див. часові діаграми, наведені на рис. 2.6б). Це забезпечує у відповідності з вищевикладеним зменшення часу увімкнення біполярного ключа t_ув = t¹⁰ = t_зт + t_ф. В процесі зарядження конденсатора C_п струм бази зменшується, прямуючи до величини, яка визначається опором резистора R_б і максимальним значенням напруги вхідного імпульсу. Якщо величину опору резистора R_б вибрати такою, що вона забезпечить струм бази на рівні, близкому до струму бази насичення I_бн=I_кн/b, то коефіцієнт насичення S буде близьким до одиниці і суттєвого накопичення неосновних носіїв заряду в бази транзистора не відбудеться.

Після закінчення вхідного імпульсу прискорюючий конденсатор C_п (полярність його заряду показана на рис 2.6а) починає розряджатися через внутрішній опір джерела вхідного сигналу, резистор зміщення R_зм і емітерний р-n перехід транзистора, який деякий час залишається відкритим, а також резистор R_б. Це створює в базовому ланцюзі біполярного ключа струм зворотного напрямку (струм, що витікає з бази транзистора, рис. 2.6а,б) І_б2, який сприяє прискоренню процесу розсисання заряду, накопиченого в базі і, отже, забезпечує зменшення часу вимикання ключа t_вим = t⁰¹ = t_р + t_сп. Відзначимо також, що опір зміщення R_зм в схемах насичених біполярних ключів використовують для замикання струму І_б2 на землю, що особливо важливо для збільшення швидкодії таких ключів при великому внутрішньому опорі джерела вхідного сигналу.

Рис.  2.6.   Схема   насиченого   біполярного   ключа  з прискорюючим конденсатором  (а)  і  часові діаграми напруги і струму у вхідному ланцюзі такого ключа (б)

Таким чином, використання прискорюючого конденсатора в схемі насиченого біполярного ключа дозволяє збільшити його швидкодію за рахунок оптимізації співвідношення між струмом І_б1, що вмикає транзистор і струмом І_б2, який вимикає транзистор. Значення ємності C_п прискорюючого конденсатора вибирають з умови, у відповідності з якою стала часу його розряду не повинна перевищувати (0,3 – 0,45)(t_р + t_сп), тобто прискорюючий конденсатор повинен мати ємність, при якій забезпечується закінчення процесу його розряду протягом часу вимикання ключа.

З аналізу перехідних процесів (див. підрозділ 2.2.3) випливає, що істотну частку тривалості вимикання біполярного транзистора складає час розсмоктування t_р надмірного заряду, накопиченого в базі транзистора у режимі насичення. Тому швидкодію біполярних ключів можна підвищити шляхом скорочення або повного виключення стадії перебування транзистора в режимі насичення. При цьому треба враховувати, що режим насичення транзистора забезпечує низьке значення вихідної напруги, що є дуже важливим з погляду підвищення завадостійкості ключа.

Ключі, в яких усунуто режим насичення транзистора, називають ненасиченими. Забезпечити ненасичений режим роботи транзистора можна шляхом обмеження базового струму на рівні нижче I_бн (рис. 2.3). На практиці для обмеження базового струму застосовують фіксацію мінімальної напруги колекторного p-n переходу транзистора на рівні U_бк ≤ U_пор. В цьому випадку колекторний перехід транзистора залишається закритим, що забезпечує відсутність інжекції неосновних носіїв заряду крізь колекторний перехід в базу транзистора. Як наслідок накопичення надмірного заряду в області бази транзистора не відбувається, що виключає стадію розсмоктування неосновних носіїв заряду з перехідних процесів біполярного ключа.

Для вилучення режиму насичення транзистора в біполярних ключах використовують нелінійний негативний зворотний зв’язок на діоді, який вмикають між базою і колектором транзистора. Схеми таких ключів наведені на рис. 2.7. В схемі на рис. 2.7а нелінійний зворотний зв’язок реалізовано на напівпровідниковому діоді VD1, а діод VD призначений для збільшення порога відкривання транзистора (це забезпечується завдяки тому, що в емітерно-базовому ланцюзі транзистора увімкнено два р-n переходи: діода VD і емітерний перехід транзистора, тому порогова напруга в точці “а”, при перевищенні якої транзистор відкривається, дорівнює 2U_пор).

Розглянемо роботу ненасиченого біполярного ключа на рис. 2.7а. Відзначимо, що транзистор переходить у режим насичення, коли напруга між його базою і колектором задовольняє умові відкривання колекторного р-n переходу U_бк>U_пор. Завдяки діоду VD в базовому ланцюзі транзистора, відкривання колекторного переходу відбувається, коли різниця потенціалів між точками “а” і “б” схеми U_аб задовольняє умові U_аб > 2U_пор. При U_вх £ 2U_пор транзистор знаходиться у режимі відсічки і на його колекторі висока напруга, яка приблизно дорівнює U_сс. Тому діод VD1 закритий і не впливає на роботу ключа. Коли U_вх > 2U_пор транзистор відкривається і переходить до активного режиму (U_бе > U_пор; U_бк £ U_пор). При збільшенні U_вх струми бази і колектора транзистора зростають, а напруга U_ке зменшується. Доки виконується умова U_а – U_ке = U_аб £ U_пор (U_а - напруга відносно землі в точці “а” схеми) діод VD1 закритий і не впливає на роботу ключа. З деякого значення напруги U_вх починає виконуватися умова U_аб > U_пор, тому діод VD1 відкривається і фіксує напругу U_аб на рівні U_аб » U_д.пр. (U_д.пр. - пряме падіння напруги на діоді). Через те що U_д.пр. < 2U_пор, колекторний перехід транзистора не відкриється і транзистор залишається в активному режимі поблизу межі з режимом насичення. Після відкривання VD1 частина вхідного струму відгалужується через цей діод, тому незалежно від U_вх, струм бази залишається практично постійним, близьким, але декілька меншим за I_бн. Ненасичений режим роботи транзистора не веде до накопичення носіїв заряду в базі, що забезпечує збільшення швидкодії ключа за рахунок виключення часу розсмоктування заряду t_р. Швидкодія ненасиченого біполярного ключа обмежена складовими часу вимикання і увімкнення: t_вим = t⁰¹ = t_сп (виключений час розсмоктування заряду t_р); t_ув = t¹⁰ = t_зт + t_ф (час увімкнення такий самий, як для насиченого ключа).

Рис. 2.7. Ненасичений біполярний ключ на напівпровідникових діодах (а) і на діоді Шотткі (б)

Отже, при інших однакових умовах ненасичений біполярний ключ має менший час вимикання t_вим. Але це тільки частина можливих покращень, оскільки відсутність насичення дозволяє практично необмежено збільшувати струми увімкнення і вимикання транзистора, тобто зменшувати t_зт, t_ф, t_сп.

Резистор R_зм має суттєве значення для ключа з нелінійним зворотним зв’язком. Саме через цей резистор відбувається замикається струм I_б2, який витікає з транзистора. Оскільки для цього струму діод VD увімкнений у зворотному напрямку (рис. 2.7а), при відсутності резистора R_зм тривалість спадання t_сп колекторного струму ключа була би досить великою.

Ненасичені біполярні ключі з нелінійним зворотним зв’язком широко застосовують у цифровій техніці. Для реалізації такого зв’язку в біполярних ключах використовують діоди Шотткі. Такі діоди виготовляють на основі структури „метал-напівпровідник”, яка забезпечує їх високу швидкодію. Крім того, діоди Шотткі відкриваються при напрузі U_порШ ≈ 0,3 В, а не при U_пор ≈ 0,6 В, як звичайні напівпровідникові діоди на кремнієвому p-n переході і мають пряме падіння напруги U_д.пр.Ш ≈ 0,5 В, а не U_д.пр. = U^* ≈ 0,8 В, як напівпровідникові діоди. Оскільки U_д.пр.Ш < U_пор в схемі ненасиченого ключа з діодом Шотткі немає необхідності використовувати діод VD для підвищення порога відкривання транзистора (рис. 2.7а), тому схема ключа з діодом Шотткі має вигляд, показаний на рис. 2.7б. В цій схемі також можна не використовувати резистор R_зм, оскільки відсутність діода VD сприяє замиканню струму I_б2 через внутрішній опір джерела вхідного сигналу.

В цифрових інтегральних мікросхемах, які використовують ненасичені ключі з діодами Шотткі, транзистор з нелінійним зворотним зв’язком на такому діоді створюється в єдиному технологічному циклі і має назву транзистор Шотткі (ТШ). Структура інтегрального транзистора Шотткі показана на рис. 2.8б, а його умовне зображення - на рис. 2.8а. Транзистор сформований в кристалі кремнію p-типу (p-Si), в якому створені області емітера (n⁺), бази (p) і колектора (n⁺ - n). Області на рис. 2.8б з чорним кольором Е, Б, К є алюмінієвими контактами з областями емітера, бази і колектора, відповідно. Шар алюмінію, розташований на базовій області, утворює омічний контакт, а частина його на n-області колектора, через спеціальну обробку, створює випрямляючий контакт Шотткі, якому відповідає діод VD1 на рис. 2.7б.

Рис. 2.8.  Умовне позначення n-p-n транзистора Шотткі  (а) і його інтегральна структура в розрізі (б): 1 – кристал кремнію p-типу, 2 – область емітера, 3 – область бази, 4 – область колектора, 5 – діелектрик SiO2

Схема ненасиченого ключа на транзисторі Шотткі показана на рис. 2.9. Такий ключ має наступні особливості:

- процес розсмоктування неосновних носіїв заряду в ньому виключений, тому t_р = 0 і час вимикання ключа t_вим = t⁰¹ = t_сп;

- час увімкнення ненасиченого ключа з діодом Шотткі такий же, як для насиченого ключа t_ув = t¹⁰ = t_зт + t_ф;

- відсутність режиму насичення транзистора Шотткі дозволяє форсувати струми, що вмикають і вимикають транзистор, тобто дозволяє значно зменшити тривалості часу t_зт, t_ф і t_сп;

- ключ забезпечує малу тривалість вимикання завдяки тому, що транзистор Шотткі, як правило, через структурні особливості, має більш високі значення динамічного коефіцієнта передачі струму.

Рис. 2.9. Схема ненасиченого ключа на транзисторі Шотткі

Вказані вище властивості надають біполярним ключам на транзисторах Шотткі переваги, які дозволили їм витіснити в цифровій техніці практично всі інші схеми ключів на біполярних транзисторах.

2.2.5. Ключі на транзисторах Шотткі з динамічним навантаженням.Розглянуті вище ключі не позбавлені недоліків, до яких слід віднести:

- малу порогову напругу увімкнення і, як наслідок, низьку завадостійкість ключа;

- малі вихідні струми, які обмежують кількість споживачів ключа (навантажувальну здатність).

Ці недоліки усунуті в схемі ключа з динамічним навантаженням, яка показана на рис. 2.10. Ця схема, на відміну від схеми на рис. 2.9 замість резистора R_к використовує електронний елемент, опір якого змінюється під дією керуючої напруги. В якості такого елемента використовуються біполярні транзистори, в даному випадку транзистори Шотткі. Саме така схема ключового каскаду знайшла широке застосовування в сучасній цифровій електроніці.

В цій схемі ключ на транзисторі VТ5 має колекторне динамічне навантаження, функцію якого виконує складовий транзистор, реалізований на VT3 і VТ4 (пара Дарлінгтона). Складовий транзистор (VT3, VТ4) і транзистор VT5 перемикаються протифазними сигналами, для формування яких в схемі використовується каскад на транзисторі VТ1 та резисторах R1, R2. Цей каскад формує протифазні напруги на колекторі і емітері VT1, які подаються на бази VТ3 і VТ5, тому його називають парофазним каскадом.

Рис. 2.10. Схема ключа на транзисторах Шотткі з динамічним навантаженням

Складовий транзистор VT3, VT4 в схемі рис. 2.10 має подвійне призначення. По-перше, разом з навантаженням ключа (при закритому стані транзистора VT5) він утворює емітерний повторювач, який забезпечує великий вихідний струм ключа і, тим самим, високу навантажувальну здатність при високому рівні напруги U¹_вих на виході ключа. По-друге, складовий транзистор відкривається при напрузі між базою VT3 і емітером VT4, яка дорівнює 2U_пор ≈ 1,2 В, що забезпечує його надійне запирання при відкритому стані транзистора VT5. Якщо в якості динамічного навантаження VT5 використати лише транзистор VT4, який відкривається при U_бе > U_пор ≈ 0,6 В, то при відкритому стані VT5, він теж буде відкритим і шина живлення ключа через малі опори відкритих транзисторів VT4, VT5 та досить малий опір R5 буде замкнена на землю, що не припустимо, оскільки в цьому випадку у вихідному колі ключа виникає небезпечний за величиною струм, а низький рівень вихідної напруги U⁰_вих стає залежним від розкиду параметрів транзисторів VT4, VT5. Дійсно, знайдемо різницю потенціалів між колекторами транзисторів VT1 і VT5, коли вони відкриті, яка і є напругою, прикладеною між базою і емітером складового транзистора динамічного навантаження. Ця напруга (рис. 2.10) дорівнює U_беVT5 + U_кеVT1 - U_кеVT5 = U_беVT5 (при ідентичності відкритих VT1 і VT5 U_кеVT1 = U_кеVT5). Оскільки в відкритому стані транзистора U_бе ~ 0,7¸0,8 В > U_пор ≈ 0,6 В, то зрозуміло, що при використанні в якості динамічного навантаження транзистора VT5 замість складового транзистора, який відкривається при напрузі більшій, ніж 2U_пор ≈ 1,2 В одного транзистора VT4, він буде відкритим при відкритому стані VT5.

Резистор R4 в схемі на рис. 2.10 використовується для вирівнювання струмів емітерів транзисторів VТ3 і VТ4, що обумовлено особливостями інтегральної схемотехніки. Транзисторно-резистивний каскад VТ2, R3 забезпечує підвищення порогу відкривання транзистора VT1 і покращує перехідну ділянку передаточної характеристики ключа. Резистор R5 призначено для обмеження електричного струму вихідного ланцюга ключа при відкритому стані транзисторів VT4 і VT5, який має місце протягом досить коротких інтервалів часу в процесі перемикання ключа між станами високого і низького рівнів вихідної напруги. Резистор R5 також обмежує струм крізь відкриті транзистори VT3, VT4 при замиканні виходу ключа на землю.

При низькому рівні вхідної напруги U_вх £ 2U_пор транзистори VT1, VT5 закриті і вихід ключа відключений від землі. На колекторі закритого VT1 рівень напруги близький до U_сс, що забезпечує відкривання складового транзистора VT3, VT4 і підключення виходу схеми до шини живлення, що забезпечує високий вихідний рівень напруги U¹_вих. При U_вх > 2U_пор транзистори VT1 і VT2 відкриваються. Струми, що протікають крізь ланцюг R2, R3, VT2, створюють на емітерному переході транзистора VT5 падіння напруги, яке відкриває його. Як було показано вище, це веде до закривання транзисторів VT3, VT4. Вихід ключа підключається до землі і відключається від шини живлення, на ньому формується низькій рівень напруги U⁰_вих. Ключі на транзисторах Шотткі застосовують в різних серіях інтегральних мікросхем, наприклад, в серіях К555, КР1531, КР1533 (закордонні аналоги 54S, 74S, 54LS, 74ALS).

 

 

---

Дата добавления: 2018-04-05; просмотров: 2574; Мы поможем в написании вашей работы!

Поделиться с друзьями:

---

---

Мы поможем в написании ваших работ!