МЕТОДЫ БОРЬБЫ С ЗАМИРАНИЯМИ СИГНАЛОВ ПРИ РАЗНЕСЕННОМ ПРИЕМЕ

6.1. ХАРАКТЕРИСТИКА МЕТОДОВ БОРЬБЫ С ЗАМИРАНИЯМИ СИГНАЛОВ ПРИ РАЗНЕСЕННОМ ПРИЕМЕ

В параграфе 5.1 уже отмечалось, что коэффициент корреляции между сигналами при разнесенном приеме описывается вы­ражением (5.1).

Многочисленные наблюдения показали, что для эффективной борьбы с замираниями при разнесенном приеме необходимо, что­бы коэффициент корреляции между принимаемыми сигна­лами был меньше 0,6.

В зависимости от физического содержания параметра xраз­личают:

— пространственно-разнесенный прием, при котором осу­ществляется одновременный прием сигналов на несколько разне­сенных в пространстве антенн;

— частотно-разнесенный прием, когда один и тот же сигнал передается одновременно на нескольких рабочих частотах;

— временной разнесенный прием, состоящий в многократном повторении одного и того же сигнала на одной рабочей частоте через интервалы времени, превышающие среднюю длительность замираний в канале;

— поляризационно-разнесенный прием, при котором для ре­гистрации сигналов с горизонтальной и вертикальной поляриза­цией используются различные антенны;

— угловой разнесенный прием, при котором учитывается разность углов прихода лучей в вертикальной или горизонталь­ной плоскости.

В настоящее время широко используется пространственно-раз­ несенный прием. Он может осуществляться при горизонтальном расположении антенн вдоль или поперек трассы связи, а также при вертикальном расположении антенн. Экспериментально установлено, что корреляция сигналов в KB каналах уменьшается  быстрее при поперечном, а в УКВ каналах — при вертикальном разнесении антенн. Наименьшие размеры антенного поля получаются при горизонтальном расположении приемных антенн попе­рек направления трассы связи. В этом случае значение коэффициента корреляции сигналов  < 0,6 достигается разнесением антенн на расстояние 10—15 длин волн; при расстоянии разнесе­ния 30—50 длин волн  0,3.

В зависимости от кратности разнесения количество антенн может быть равно двум, трем и более. Количество приемников обычно берется равным количеству антенн, так как при исполь­зовании только одного приемника требуется некоторое время на выбор антенны с наиболее сильным сигналом и появляются по­мехи, вызываемые коммутацией антенн.

При частотном разнесении каждая ветвь разнесения представ­ляет собой отдельный канал связи, включающий комплект пере­дающей и приемной аппаратуры со своими антеннами, т. е. оборудование системы связи значительно усложняется. Кроме того, по сравнению с одиночным приемом ширина полосы частот сигналов возрастает по меньшей мере в п раз, где п — крат­ность разнесения. Этот недостаток метода особенно ощутим в перегруженном KB диапазоне. Опытным путем установлено, что разнесение рабочих частот должно составлять 1—3 кГц в KB ка­налах и 3—5 МГц в УКВ каналах радиосвязи.

Метод временного разнесения при достаточно большом числе повторений сигнала позволяет значительно повысить помехоус­тойчивость как по отношению к замираниям, так и по отноше­нию к аддитивным помехам. Однако он накладывает ограниче­ния на скорость телеграфирования и длительность кодограмм. Системы, в которых используется этот метод разнесения, долж­ны иметь в своем составе элементы памяти для запоминания и сравнения сигналов, принятых в разное время. Достоинство ме­тода состоит в использовании одного комплекта приемо-передающей аппаратуры.

Поляризационно-разнесенный прием уменьшает влияние поля­ризационных замирании сигналов. Эксперименты, проведенные на трассах протяженностью 1700—2000 км, показали, что коэффи­циент корреляции сигналов KB диапазона 0,1— 0,5, т. е. примерно такой же, как и при пространственном разнесении. Значит, повышение устойчивости связи в обоих случаях будет примерно одинаковым. Отсюда следует, что поляризационное разнесение целесообразно применять только при использова­нии простейших антенн типа диполей, т. е. в УКВ диапазоне. Од­нако в УКВ каналах в сравнении с KB каналами поляризационные замирания выражены слабее, поэтому поляризационное разнесение применяется сравнительно редко.

В последнее время при тропосферной и ионосферной радиосвя­зи на УКВ начал применяться метод углового разнесения. Коэф­фициент корреляции сигналов при угловом разнесении [7] определяется выражением

                             ,                                    (6.1)

где q — ширина диаграммы направленности антенны по поло­винной мощности; j — угол разнесения.

При n-кратном разнесении обычно используются п рефлектор­ных антенн и п приемников, причем облучатели антенн по опре­деленному закону смещаются относительно фокуса рефлектора.

Независимо от физического содержания параметра разнесе­ния, т. е. при любом методе разнесенного приема сигнал в каж­дой ветви разнесения х _i ( t ) есть сумма полезного сигнала u_сj (t) и аддитивной помехи  ( t )

                                                                         (6.2)

Здесь аддитивная помеха в j-том канале равна                                                                                                                                         

                                                            (6.3)

При n-кратном разнесении результирующий сигнал на входе системы связи с разнесенным приемом равен

                                          .           (6.4)

Здесь C_j — весовые коэффициенты, величина которых зависит от способа формирования группового сигнала и отношения сигнал/ помеха в j-м канале связи.

6.2. СПОСОБЫ ФОРМИРОВАНИЯ ГРУППОВОГО СИГНАЛА

 

Известны следующие способы формирования группового сигнала:

— автовыбор (селективное сложение);

— линейное сложение;

— оптимальное  (взвешенное) сложение;

— комбинированный способ.

Помехоустойчивость этих способов формирования группового сигнала чаще всего оценивается энергетическим критерием, т. е. увеличением отношения сигнал/помеха при разнесенном приеме по сравнению с отношением сигнал/помеха при одиночном при­еме. В случае передачи дискретных сигналов помехоустойчи­вость целесообразно оценивать и вероятностным критерием, позволяющим судить о вероятности ошибок при разнесенном и одиночном приемах.

Рассмотрим основные принципы реализации систем связи с разнесенным приемом при различных способах формирования группового сигнала и оценим их помехоустойчивость.

6.2.1 АВТОВЫБОР

Автовыбор состоит в том, что в любой мо­мент времени выбирается приемный тракт с наибольшим выход­ным сигналом. При этом для i-гo канала с наибольшим в дан­ный момент сигналом весовой коэффициент С _j = 1,а для всех ос­тальных каналов С_{j i} = 0. т. е. результирующий сигнал согласно выражениям (6.2), (6.3) и (6.4) может быть записан в виде

                    ,                                         (6.5)

 

где     .

Вот почему автовыбор называют также селективным (избирательным) сложением.

Структурная схема приемного устройства с автовыбором при сдвоенном приеме приведена на рис., 6.1. Коле­бания от обоих приемников поступают на устройство сравнения уровней. В результате сравнения уровней колебаний вырабаты­вается управляющий сигнал, который к выходному устройству подключает приемник с большим уровнем сигнала. Приемник с меньшим уровнем сигнала в это время отключается. Для уменьшения искажений сигналов время переключения приемников дол­жно быть малым. Система с автовыбором пригодна для приема телефонных и телеграфных сигналов в том случае, если время переключения приемников не превышает 15—20 мкс.

Место включения устройств при приеме AM сигналов существенного значения не име­ет. Они могут включаться либо до детекторов, либо после них.

При приеме ЧМ сигналов устройство сравнения должно распола­гаться до ограничителей, так как после ограничителей уровни сигналов одинаковы и теряется информация о том, сигнал како­го канала больше. В случае приема частотно-манипулированных сигналов управляющие устройства необходимо располагать после частотных детекторов. Если управляющие устройства располо­жить до частотных детекторов, то при быстром переключении каналов одна часть элементарного импульса будет проходить че­рез фильтр частотного детектора первого приемника, а другая часть — через фильтр частотного детектора второго приемника. В таком случае во избежание искажений сигнала фильтры час­тотных детекторов должны рассчитываться на пропускание им­пульсов более коротких, чем длительность элементарного импуль­са. Это привело бы к существенному снижению помехоустойчи­вости.

Рис. 6.1

Для количественной оценки помехоустойчивости системы свя­зи с оптимальным автовыбором по энергетическому критерию необходимо определить и сравнить средние значения отношения сигнал/помеха при одиночном приеме и автовыбо­ре. Среднее значение мощности полезного сигнала можно найти по формуле [8]

 

 ,                      (6.6)

 

где Т — интервал усреднения, значительно больший периода из­менения передаваемого сигнала A ( t ).

В радиодиапазоне скорость изменения A ( t ) значительно выше скорости изменения коэффициента передачи канала a_i ( t ). Выбирая T_А<<T<<T_а, где T_А и T_a— периоды изменения А( t ) и a₁( t ) соответственно, и считая величину a_i( t )   на интер­вале Т постоянной, выражение (6.6) перепишем в виде

 

.                 (6.7)

Здесь                                                          (6.8)                  - среднеквадратичное значение передаваемого сигнала.

Среднеквадратичное значение аддитивных помех   для всех ветвей разнесенного приема можно считать одинаковым, т. е.

                                     .                (6.9)

 

Отношение сигнал/помеха в i-й ветви равно

   ,                                (6.10)  

здесь

                                                             .                                                  (6.11)

Величина h _i ² ( t ) изменяется во времени только из-за ко­эффициентаa_i( t ), так как h ₀ — величина постоянная. Усред­ненное на интервале  >> Т_a значение отношения сигнал/помеха приодиночном приеме (в i-й ветви) определяется выражением

 

       .                 (6.12)

 

Для стационарных случайных процессов среднее по времени равно среднему по ансамблю, т. е.

 

,                           (6.13)

где W (а² _i ) — плотность вероятности квадрата коэффициента передачи канала.

Прежде всего найдем выражение для распределения коэф­фициента передачи канала, исходя из известного правила преоб­разования случайных величин:

 

,                            (6.14)

 

где  - закон Релея. 

Учитывая, что огибающая амплитуды сигнала пропорциональ­на коэффициенту передачи канала, и выбирая для простоты пос­ледующих выкладок коэффициент пропорциональности, равный , получим ,

откуда находим                           .                                      (6.15)           

При интервалах наблюдения до 10 мин плотность вероятности огибающей амплитуды сигнала W ( U ), как отмечалось, определя­ется релеевским законом (1.12). Подставляя (6.15) в (6.14), получим

                                         .                          (6.16)

Теперь по правилу (6.14) находим плотность вероятности квадрата коэффициента передачи канала

        ,                        (6.17)

вычисляем интеграл (6.13)

 

,                           (6.18)

и получаем окончательное выражение для среднего значения от­ношения сигнал/помеха при одиночном приеме

  .                                                                 (6.19)

Вероятность того, что случайная величина h_i ² в i-м канале при одиночном приеме станет меньше некоторого значения h², оп­ределяется интегральной функцией распределения вероятностей

.                   (6.20)

Из выражения (6.20) по правилу (6.14) находим

                             ;         (6.21)

.     (6.22)

Если изменения a_i , а следовательно, и h_i в различных ка­налах считать независимыми, то при n-кратном разнесении веро­ятность одновременного уменьшения отношения сигнал/помеха во всех каналах ниже порога h² будет определяться n-кратным про­изведением вероятностей, определяемых выражениями (6.21) и (6.22), т. е.

       .                      (6.23) 

Из (6.23) находим плотность вероятности отношения сигнал/ помеха при n-кратном разнесении

.                     (6.24)

По аналогии с (6.13) среднее значение отношения сигнал/по­меха при n-кратном разнесении определяется интегралом

 

                   ,                    (6.25)

где x = .

 

В результате интегрирования по частям с использованием би­нома Ньютона и вычисления интеграла (6.25), получим

           

,                                    (6.26)

 

откуда следует, что отношение сигнал/помеха при оптимальном автовыборе определяется отношением сигнал/помеха при одиноч­ном приеме h ₀ ² и кратностью разнесения п. Отношением

 

          .                          (6.27)

 

оценивается выигрыш по мощности разнесенного приема с автовыбором по сравнению с одиночным приемом. Значения В_n при различных кратностях разнесения приведены в таблице 6.1.

Для приближенной оценки вероятности ошибок при разнесен­ном приеме дискретных сигналов предположим, что можно ука­зать некоторую граничную величину h²_гр которая характеризуется тем, что при h² > h²_гр , прием происходит практически без иска­жений, а при h² < h²_гр вероятность появления ошибок близка к единице. При сделанных допущениях интегральная функция рас­пределения (6. 23) при h² = h²_гр  определяет вероятность ошибки

                                             .                                 (6.28)

 

В случаях малых значений отношения , представляющих наибольший практический интерес, вероятность ошибок равна

                                          ,                              (6.29)

т. е. убывает по показательному закону с увеличением кратнос­ти разнесения п.

Вероятность ошибки при одиночном приеме дискретных сигналов с активной паузой в отсутствие замираний определяется выражением

                              

                                          .                                      (6.30)

При наличии медленных замираний вероятность ошибки в системе связи с n-кратным разнесенным приемом тех же сигна­лов можно определить усреднением Р₀ по всем значениям h ² в соответствии с плотностью распределения (6.24)

 

.                               (6.31)

Интегрируя (6.31) по частям, при n=2, получим

 

                                                                                                (6.32)

 

Как показано в [8], при n-кратном разнесении

 

                                   (6.33)

 

По этой формуле построены зависимости  показывающие, что ощутимый резуль­тат, по сравнению с одиночным приемом, уже дает сдвоенный прием (рис. 6.2).Поэтому с учетом экономических соображений сдвоенный прием находит самое широкое применение.

 

 

Рис. 6.2

Формула (6.27) получена в предположении, что корреляция между сигналами отдельных ветвей приема отсутствует. Умень­шение выигрыша становится существенным при коэффициенте корреляции

r >0,6.

В случае сдвоенного приема при большом отношении сиг­нал/помеха влияние корреляции между сигналами приблизи­тельно эквивалентно уменьшению мощности сигнала в раз. Значит, вероятность ошибки, согласно (6.29), определяется выражением

 

                                                        ,                                                              (6.34)

 

В ряде источников автовыбор называют оптимальным автовыбором.     

 

6.2.2 ЛИНЕЙНОЕ СЛОЖЕНИЕ СИГНАЛОВ

При линейном сложении коэффициенты усиления складыва­емых сигналов должны быть одинаковы, т. е. коэффициенты C j , входящие в выражение (6.4), равны единице. Равенство ко­эффициентов усиления приемников обычно обеспечивается общей схемой АРУ. В этом случае величина коэффициентов усиления определяется наибольшим из складываемых сигналов.

Рис. 6.3

Схема приемного устройства сдвоенного приема с линейным сложением сигналов приведена на рис. 6.3. Когерентность сиг­налов, складываемых на промежуточной частоте, обеспечивает­ся системой фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ). Несинфазность складываемых сигналов ведет к ухудшению результирующего отношения сигнал/помеха, особенно при равенстве уровней складываемых сигналов. Зависимость уменьшения сигнал/по­меха суммарного сигнала от степени несинфазности < j для сдвоенного приема приведена на рис. 6.4, из которого видно, что при  38⁰ потери в отношении сигнал/помеха составляют около   

1 дБ, а при 50° — 2 дБ. Следовательно, фазирование сиг­налов с высокой точностью не обязательно. Чем больше отлича­ются уровни складываемых сигналов, тем меньше сказывается их несинфазность на отношении сигнал/помеха.

Рис. 6.4

Место включения суммирующего устройства S, при линейном сложении зависит от вида модуляции принимаемого сигнала. При приеме AM сигналов сложение можно производить как до детек­торов, так и после них, так как отношение сигнал/помеха на входе и выходе амплитудного детектора одинаково. В случае при­ема ЧМ сигналов сложение целесообразно производить до детек­торов. Это обусловлено тем, чтона выходе частотного детекто­ра отношение сигнал/помеха ухудшается, если на входе детекто­ра оно ниже некоторого порогового значения. Следовательно, при сложении сигналов после частотных детекторов уменьшается и результирующее значение отношения сигнал/помеха. Кроме то­го, в случае линейного сложения до детектора уменьшаются ис­кажения сигнала, вызываемые многолучевостью распространения радиоволн.

Оценим помехоустойчивость системы радиосвязи с разнесенным приемом и линейным сложением некоррелированных сигналов [8].

При   С_i = 1 из (6.4), с учетом (6.3), получим

 

                                            ,                 (6.35)

 

где                                                         ;     (6.36)

                                                                     (6.37)

Отношение сигнал/помеха по мощности для суммарного сигнала равно

 

 .                             (6.38)

Выбирая, как и в предыдущем случае, Т_А<<Т<<Т_a, можем записать

  .     (6.39)

Полагая помехи в различных ветвях приема некоррелирован­ными, знаменатель выражения (6.39) перепишем в виде

 

,                      (6.40)

так как члены квадрата суммы, содержащие произведения равны нулю при .

Подставляя в (6.39) формулы (6.40), (6.8), (6.9) и (6.11), находим 

  

.                                  (6.41)

Это выражение справедливо при условии когерентности и синфазности сигналов всех ветвей приема, суммируемых на проме­жуточной частоте (рис. 6.3). Так как когерентные сигналы скла­дываются по напряжению, формулу (6.41) можно представить в следующем виде

 

         .                 (6.42)

 

Среднее значение отношения сигнал/помеха при n-кратном разнесении определяется усреднением выражения (6.42) на интервале T ₁>>T_a . Полагая замирания в различных ветвях прие­ма некоррелированными, находим

 

. (6.43)

Для стационарных случайных процессов среднее по времени равно среднему по ансамблю, т. е. первый член выражения (6.43) определяется интегралом (6.13), а члены, стоящие под знаком суммы, находятся по формуле

 

.                                 (6.44)

Если учесть, что число слагаемых суммы в (6.43) равно п(п—1), среднее отношение сигнал/помеха равно

.                       (6.45)

 

С учетом закона Релея, находим значение коэффициента передачи канала

 

.                                          (6.46)

 

Подставляя значения величин (6.18) и (6.46), входящих в (6.45), получим

                             .                         (6.47)

Выигрыш в отношении сигнал/помеха в системе с разнесен­ным приемом и линейным сложением сигналов по сравнению с одиночным приемом определяется по аналогии с (6.27) выраже­нием

                                                                                 (6.48)

Значения В_п при различных кратностях разнесения  в таблице 6.1, которая приведена в параграфе 6.3.

6.2.3 ОПТИМАЛЬНОЕ СЛОЖЕНИЕ СИГНАЛОВ

Соответствующим выбором коэффициентов C_i отдельных ветвей разнесенного приема в системе связи с оптимальным сло­жением сигналов достигается наибольшее отношение сигнал/по­меха. Суммарный сигнал в этом случае определяется выражением

 

,               (6.49)

 

 при этом отношение сигнал/помеха будет равно [8]

.                        (6.50)

Формула (6.50) справедлива, если сигналы в ветвях приема некоррелированы.

Для дальнейших выкладок и нахождения коэффициентов C_i ,обеспечивающих наибольшее отношение сигнал/помеха суммар­ного сигнала, воспользуемся неравенством Шварца-Буняковского.

Если а₁, а₂. ,.., а_п и b₁, b₂, ..., b_n„ есть любые действительные числа, то

            .                      (6.51)

 

Согласно (6.51), справедливо неравенство 

                                                                                

                               ,                (6.52)

т. е.

 

   .           (6.53)

 

Учитывая (6.10), выражение (6.53) можно переписать в виде

 

                                          .                                           (6.54)

 

Отсюда следует, что отношение сигнал/помех для результирующего сигнала не может быть больше суммы отношения сигнал/помеха в отдельных ветвях приема. Наибольшее отношение сигнал/помеха на выходе системы связи с оптимальным сложением сигналов

 

                                 .                                                   (6.55)

 

 Оно достигается при весовом коэффициенте

                                       .                                   (6.56)

Действительно, подстановкой (6.56) в (6.53) легко убедиться, что неравенство (6.53) превращается в равенство (6.55).

Среднее значение     с учетом (6.19), определяется выражением

 

                                 .                                    (6.57)

 

Значит, выигрыш в отношении сигнал/помеха в системе с разнесенным приемом и оптимальным сложением сигналов по сравнению с одиночным приемом будет равен

.                                                    (6.5)

 

На рис. 6.5 приведена упрощенная схема приемного устройст­ва сдвоенного приема с оптимальным сложением сигналов после детекторов.

Место включения суммирующего устройства при оптимальном сложении сигналов, как и при линейном сложении, зависит от вида модуляции принимаемого сигнала. Вместе с тем следует от­метить, что в сравнении со способом линейного сложения способ оптимального сложения менее критичен к месту включения сум­матора. Это объясняется тем, что в последнем случае весовые коэффициенты в ветвях приема с плохим отношением сигнал/по­меха малы и их влияние на результирующее отношение сигнал/ помеха будет незначительным.

Коэффициенты усиления УНЧ    изменяются пропорционально весовым коэффициентам С₁ и С₂, измеряемым специальными устройствами в соответствии с выражением (6.56). Сигнал на выходе приемного устройства имеет вид                                                                                

,          

а выигрыш в отношении сигнал/помеха согласно (6.58) будет равен B ₂ =2.

Рис. 6.5

Наличие корреляции между сигналами приводит к снижению помехоустойчивости систем связи с разнесенным приемом как при линейном, так и при оптимальном сложении сигналов. Соот­ветствующие количественные соотношения приведены в [8], они показывают, что при < 0,6 влиянием корреляции можно пренебречь.

6.3. СРАВНИТЕЛЬНАЯ ОЦЕНКА СПОСОБОВ СЛОЖЕНИЯ РАЗНЕСЕНЫХ СИГНАЛОВ.

Результаты расчета выигрыша по мощности В_п как функ­ции кратности разнесения п для различных способов сложения сигналов приведены в таблице 6.1, а график функций В _n = f (п) изображен на рис. 6.6.

 

Рис. 6.6

Из таблицы 6.1 и приведенных кривых видно, что при селек­тивном сложении (автовыборе) с ростом п выигрыш растет не­значительно. В этом отношении радиоприемные устройства с ли­нейным и оптимальным сложением при больших кратностях раз­несения значительно превосходят радиоприемные устройства с автовыбором. Разница в выигрыше для систем линейного и опти­мального сложения составляет всего лишь около 1 дБ.

 

Таблица 6.1

 

Способ сложения сигналов	п	1	2	3	4	5	6	7	8	9	10
	В n	B1	B2	B3	B4	B5	B6	В7	В8	В 9	В10
Селектив­ное		1	1.5	1,83	2,08	2,28	2,45	2,59	2,72	2,83	2,93
Линейное	0,215+ +0,785n	1	1,78	2,57	3,35	4,10	4,90	5,70	6,50	7,27	8,06
Оптималь­ное	п	1	2	3	4	5	6	7	8	9	10

По экономическим соображениям на практике часто ограничиваются двукратным разнесением. В этом случае различие в выигрыше для всех трех способов невелико. Техническая же система с авто­выбором реализуется наи­более просто (рис. 6.1). Однако существенным недостатком систем с авто­выбором являются искажения сигнала, обусловлен­ные переходными процесса­ми, возникающими при пе­реключении приемников. Поэтому в тех случаях, когда требуется достаточно высокая помехоустойчивость и необходимо свести к ми­нимуму влияние перекрест­ных помех при многока­нальной связи, предпочти­тельны системы с линей­ным и оптимальным сложе­нием, несмотря на большую сложность их технической реализации (рис. 6.3 и 6.5).

В техническом отношении системы с линейным сложением сигналов более просты, так как не требуют достаточно сложных устройств для измерения весовых коэффициентов. Вместе с тем в таких системах, как уже отмечалось, сигналы целесообразно суммировать на промежуточной частоте, обеспечивая их коге­рентность схемой ФАПЧ. Способ же оптимального сложения ме­нее критичен к месту включения сумматора. В этом случае сло­жение сигналов без значительных потерь можно производить после детектирования, исключив из радиоприемного устройства схему ФАПЧ.

Выбор того или иного способа сложения сигналов следует производить с учетом проведенной сравнительной оценки и кон­кретных требований к системе связи.

В заключение рассмотрим идею комбинированного сложения, вытекающую из формулы (6.56). Очевидно, что при одинаковых

а_i (t) весовые коэффициенты С, также будут равны, т.е. система с оптимальным сложением работает по принципу линей­ного сложения. Если же a_j(t)>>a _i ( t ), то весовые коэффициенты C_{i j} близки к нулю и принцип работы системы с оптимальным сложением эквивалентен автовыбору.

Практическая реализация комбинированного способа сложе­ния при двукратном разнесении иллюстрируется рис. 6.7. В этой схеме суммирование сигналов производится после детекторов. Линейность сложения обеспечивается общей системой АРУ. Ав­товыбор осуществляется устройством сравнения, которое отклю­чает приемник сигнала, подвергшегося глубокому замиранию. Отключение приемника весьма слабого сигнала практически не вызывает помех, связанных с переходными процессами.

 

Рис. 6.7

Комбинированный способ сложения по энергетическому вы­игрышу близок к оптимальному, а в техническом отношении проще, так как для его реализации используются относительно простые устройства.

 

 

  КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ

 

1. Какие методы разнесенного приема применяются в системах радиосвязи?

2. Какими способами можно сформировать групповой сигнал при разнесенном приеме?

3. Нарисуйте структурную схему приемного устройства с автовыбором при сдвоенном приеме.

4. Как найти энергетический выигрыш автовыбора при n-кратном разнесении?

5. В чем сущность линейного сложения сигналов?

6. Нарисуйте структурную схему приемного устройства с линейным сложением сигналов и поясните назначение систем ФАПЧ и АРУ.

7. Какой энергетический выигрыш дает линейное сложение сигналов при n-кратном разнесении сигналов?

8. Нарисуйте структурную схему приемного устройства с оптимальным сложением сигналов.

9. Какой энергетический выигрыш дает оптимальное сложение сигналов?

10. В чем сущность комбинированного способа сложения разнесенных сигналов?

11. Сравните различные способы сложения разнесенных сигналов по эффективности.

 

Глава 7

---

Дата добавления: 2019-07-15; просмотров: 728; Мы поможем в написании вашей работы!

Поделиться с друзьями:

---

---

Мы поможем в написании ваших работ!