Расчет конденсаторов высокочастотного обхода

⇐ ПредыдущаяСтр 9 из 10Следующая ⇒

Допустимая из условий устойчивости глубина ОС зависит от полюсов устойчивости, наклона асимптоты и ее удаленности от верхней частоты рабочего диапазона, т.е. частоты f_Тср, а также от потерь в пассивной части на асимптотических частотах.

Частота f_Tср является частотой единичного усиления передачи по петле ОС только в том случае, если на этой частоте передача сигнала через пассивные цепи петли ОС (рис. 2.1) В = В₂В₀В₁ = 1. В реальных условиях пассивные цепи вносят затухание.

Чтобы увеличить допустимую глубину ОС, необходимо максимизировать передачу сигнала по петле ОС на асимптотических частотах за счет снижения потерь в пассивной части петли ОС.

Для уменьшения асимптотических потерь параллельно цепям пассивной части схемы включают конденсаторы высокочастотного обхода С_а, как показано на рис. 5.5, 5.6 для вариантов схем усилителей с комбинированной ОС, рассмотренных в п. 5.1.

Емкость этих конденсаторов выбирается таким образом, чтобы они не оказывали заметного влияния в рабочем диапазоне частот. Для этого сопротивление конденсатора на верхней частоте рабочего диапазона усилителя должно быть еще значительно больше, чем сопротивление R цепи, параллельно которой включен конденсатор, т.е.

(5.5)

Рисунок 5.5 – Включение конденсаторов высокочастотного обхода для комбинированной обратной связи рис. 5.1, 5.2

Рисунок 5.6 – Включение конденсаторов высокочастотного обхода для комбинированной обратной связи рис. 5.3

Емкости конденсаторов, включенных параллельно обмоткам входного С_а1 или выходного С_а2 трансформаторов, следует рассчитывать относительно сопротивления R_г1опт или R_н соответственно, величины которых определяются на этапе эскизного расчета, а С_а3 относительно соответствующего сопротивления цепи ОС (см., например, рис. 5.4).

На асимптотических частотах пассивная часть петли ОС будет представлять емкостный делитель с постоянным коэффициентом передачи.

Примечание: Для формирования оптимальной амплитудно-частотной характеристики в схему усилителя вводятся специальные корректирующие цепи, вносящие затухание на тех частотах, на которых имеется избыток усиления по петле ОС. Поскольку корректирующие цепи не должны влиять на внешние характеристики усилителя в рабочем диапазоне частот (K_F, R_вхF, R_выхF), они включаются в цепи усиления - в межкаскадных цепях или цепях местной ОС.

В курсовой работе расчет цепей коррекции не производится.

Составление принципиальной схемы усилителя

При составлении полной принципиальной схемы усилителя необходимо наиболее рационально скомпоновать и соединить междусобой основные функциональные узлы усилителя (К-цепь, входную и выходную цепи, цепь ОС), схемы которых были выбраны и рассчитаны в предыдущих разделах.

На рис.6.1 приведен вариант соединения входной цепи по рис. 5.2 с К-цепью.

Рисунок 6.1 - Соединение входной цепи по рис. 5.2 с К-цепью

При гальванической ОС через R_б, охватывающей первые два каскада (рис. 3.1, 3.2, 3.3), напряжение смещения на базу первого транзистора подается по схеме рис. 6.1, где R’_бвыполняет функцию элемента гальванической ОС R_б, а также элемента последовательной ОС во входной цепи усилителя с обшей комбинированной ОС посигналу и принимается равным его сопротивлению R’_б, рассчитанному в п. 5.1. Емкость С_б подключает R’_б по сигналу к общему проводу и принимается равной

(6.1)

Рисунок 6.2 – Пример принципиальной схемы двухкаскадного усилителя с глубокой обратной связью

Рассмотрим примеры построения принципиальных схем двухкаскадных (рис. 6.2) и трехкаскадных (рис. 6.3, 6.4) усилителей с глубокой ОС.

В схеме рис. 6.3 использована структура К-цепи с непосредственной связью каскадов, соответствующая рис. 3.1, в схеме рис. 6.2 - двухкаскадный вариант той же структуры, а в схеме рис. 6.4 - структура К-цепи с разделительным конденсатором (С8), соответствующая рис. 3.2. Предлагаемый выше вариант выполнения входной цепи (рис. 6.1) использован в схемах рис. 6.2 и 6.3, где R1 выполняет роль R'_б.

Рисунок 6.3 - Пример принципиальной схемы трехкаскадного усилителя с глубокой обратной связью

В схеме рис. 6.2 применена структура комбинированной ОС, показанная на рис. 5.3 (R6 соответствует элементу R”_б); в схеме рис. 6.3 – структура комбинированной ОС (рис. 5.2) (R11 соответствует элементу R”_б), а в схеме рис. 6.4 – структура комбинированной ОС (рис. 5.1) (R1, R2, R3 соответствуют R’_a, R’_b, R'_б; R19, R20, R21 – R”_а, R”_в, R”_б).

Обратите внимание, что обмотка прямой передачи сигнала в нагрузку n” и цепи ОC m” на схеме рис. 6.2 включены в разные цепи: n” - в коллекторную, а m” – в эмиттерную, что необходимо для получения поворота фазы в петле ОС при двухкаскадной структуре К-цепи и обеспечения оптимальной обратной связи. Поворот фазы на 180° происходит в этом случае, в первом каскаде на транзисторе VТ1, включенном по схеме с ОЭ, второй каскад на транзисторе VТ2, включенном в петлю ОС по схеме с OK, поворота фазы не вызывает.

Рисунок 6.4 - Пример принципиальной схемы трехкаскадного усилителя (по рис. 3.2) с глубокой обратной связью

В схемах использованы следующие конфигурации цепи ОС из табл. 5.2: на рис. 6.2 - 2-й вариант (R5 соответствует R1); на рис. 6.3 - 6-й вариант (R5 соответствует R1, R6 - R2); на рис. 6.4 - 4-й вариант (R11 соответствует R1, R12 - R2, R13 - R3).

В схеме рис. 6.4 осуществлена местная ОС по сигналу при помощи резистора R17

Все схемы содержат разделительные конденсаторы С_р. На рис. 6.4 конденсатор С8 разделяет второй и третий каскады по постоянному току, делая тем самым режим работы третьего транзистора автономным и уменьшая нестабильность точки покоя третьего каскада. Использование С8 позволяет также уменьшить требуемую величину напряжения источника питания E₀. Разделительные конденсаторы на входе и выходе К-цепи (С1 и C11 на рис. 6.4) устраняют влияние на режим работы входной и выходной цепей, что, кроме того, позволяет избавиться от постоянного подмагничивания входного и выходного трансформатора и снизить тем самым нелинейные искажения. Включенные в цепь ОС разделительные конденсаторы (С3 на рис. 6.2 и С5, С7 на рис. 6.3) устраняют общую ОС по постоянному току.

Принцип расчета емкости всех разделительных конденсаторов одинаков: необходимо обеспечить пренебрежимо малые потери сигнала в разделительных цепях во всем рабочем диапазоне вплоть до нижней граничной частоты f_н. Тогда согласно эквивалентной схеме (рис. 6.5) можно записать:

(6.2)

Для расчета С_р К-цепи (перед S-м каскадом):

(6.3)

где .

Рисунок 6.5 – Эквивалентная схема для расчета разделительных конденсаторов

При наличии местной ОС в эмиттерной цени S-го каскада h₁₁_S в (6.3) следует заменить на (h₁₁_S + h₂₁_S R'_э_S).

Для расчета остальных С_р в схемах рис. 6.2 - 6.4, а также рис. 5.4 следует использовать приближенные выражения из табл. 6.1.

Таблица 6.1 – Приближенные выражения для расчета С_р в схемах усилителей

Обозначение конденсатора С_р на рисунках	R_эк1	R_эк2
С3 на рис. 6.2	R5	R’_г из табл. 5.1
С5 на рис. 6.3	R”_г из табл. 5.1	R5 + R6
C6 на рис. 6.3	R5	R’_г из табл. 5.1
С1 на рис. 6.4	R’_г1опт	h_11,1
C11 на рис. 6.4	(8…10)R_н	R_н
С_р1 на рис 5.4, а	R1	0
C_р3 на рис. 5.4, а	R3	0

Напряжение питания Е₀ подается на коллектор транзистора VТ3 через дроссель L2 на рис. 6.3 (и L3 на рис. 6.4). Их индуктивность рассчитывается так, чтобы не снижать заметно сопротивление нагрузки по сигналу.

(6.4)

В схеме рис. 6.3 дроссель L2, кроме того, шунтирует выходную цепь по постоянному току, чтобы устранить потери напряжения питания на резисторе R11.

Блокировочные конденсаторы в эмиттерных цепях транзисторов C_э, устраняющие местную ОС по сигналу, рассчитываются из условия пренебрежимо малого сопротивления по сигналу вплоть до нижней частоты рабочего диапазона.

(6.5)

В качестве конденсаторов высокочастотного обхода на рис. 6.2 включены конденсаторы С1, С4, С7, на рис. 6.3 - С1, С6, С9, на рис. 6.4 - С2, С6, С7, C12.

На полных схемах рис. 6.2 - 6.4 показаны также возможные варианты включения цепей частотно-фазовой коррекции, формирующих оптимальную амплитудную характеристику на верхних частотах. Это последовательные контуры в нагрузке первого каскада (L1, R4, C5 на рис. 6.2; R3, L1, C3 на рис. 6.3; R7, L1, C4 на рис. 6.4), а также параллельный контур в межкаскадной цени второго и третьего каскадов на рис. 6.4: L2, R14, С8.

Дата добавления: 2018-05-12; просмотров: 312; Мы поможем в написании вашей работы!

Поделиться с друзьями:

⇐ Предыдущая 1 2 3 4 5 6 7 8910 Следующая ⇒

Мы поможем в написании ваших работ!