Расчет пассивных узлов структурной схемы усилителя

Выбор и расчет входной и выходной цепей

Одним из важных требований, предъявляемых к усилителю в рабочем диапазоне частот, является согласование усилителя с источником сигнала и (или) внешней нагрузкой, обеспечение стабильности заданных величин входного и выходного сопротивлений усилителя. Выполнение этого требования в значительной степени определяется величиной, реализуемой в усилителе с обшей ОС.

Входное сопротивление в системе с ОС для любой пары зажимов определяется формулой Блекмана [5, с. 21]:

(5.1)

где Z - входное сопротивление на данных зажимах при выключенной ОС, F_кз и Т_кз - глубина ОС и возвратное отношение при коротком замыкании этих зажимов, F_xх и Т_хх - то же при холостом ходе.

Из формулы (5.1) следует, что последовательная отрицательная обратная связь (F_xх = 1, F_кз>1) [l с. 51; 2, с. 76] увеличивает входное сопротивление, а параллельная отрицательная обратная связь (F_кз = 1, F_xх>1) уменьшает его. Надо помнить, что, сравнивая комплексные числа, всегда пользуются их модулями.

Тогда при глубокой ОС (F >> 1) входное сопротивление окажется слишком большим или слишком малым и, к тому же, зависящим от коэффициента усиления К-цепи (параметра, подверженного наибольшим изменениям).

При глубокой комбинированной ОС и T_xх = КВ_xх >> 1, и T_кз = КВ_кз >> 1, где В = В₁В₂В₀ (см. рис. 2.1),

т.е. входное и выходное сопротивления определяются только пассивными входной и выходной цепями и не зависят от параметров цепи усиления. Это свойство глубокой комбинированной ОС используется при построении усилителей для получения заданного входного и выходного сопротивлений.

Параллельную ОС на входных или на выходных (по напряжению) зажимах усилителя можно обеспечить с помощью делителя напряжения, включенного параллельно этим зажимам, либо с помощью дополнительной обмотки во входном или выходном трансформаторах. Последовательную (или по току) ОС реализуют включением дополнительного (балансного) сопротивления последовательно с входом (выходом) усилителя или цепи усиления.

На рис. 5.I - 5.3 показаны структурные схемы усилителей с комбинированной ОС, которые получили наиболее широкое распространение.

Рисунок 5.1 – Структурная схема усилителя с ОС мостового типа с двухобмоточным трансформатором

На выбор структурной схемы влияют следующие факторы: структура цепи, в которой создается начальный фазовый сдвиг (четное или нечетное число каскадов с общим эмиттером в цепи усиления); величина К_F; необходимое значение F; технологичность и простота схемы усилителя.

Рисунок 5.2 – Структурная схема усилителя с одноканальной ОС мостового типа

Первый из указанных четырех факторов требует пояснения. Для обеспечения отрицательной обратной связи в петле ОС создается начальный фазовый сдвиг, равный 180°. Поворот фазы на 180° можно делать в любой из цепей, входящих в петлю ОС. В цепи усиления начальный фазовый сдвиг создается за счет нечетного числа каскадов с общим эмиттером.

При повороте фазы во входной или выходной цепи следует обратить внимание на то, что цепи параллельной и последовательной ОС здесь разделены. Это приводит к необходимости согласованно изменять фазу сигнала для обоих видов ОС. Для параллельной ОС начальный фазовый сдвиг создается за счет встречного включения обмотки ОС, а для последовательной ОС - за счет включения балансного сопротивления в эмиттерную цепь выходного транзистора (рис. 5.3).

Рисунок 5.3 - Структурная схема усилителя с фазосдвигающей ОС мостового типа

Такие схемы получили название схем с эмиттерной комбинированной ОС. Схемы с поворотом фазы в цепи ОС в настоящее время не применяются.

Рассмотрим особенности каждой структурной схемы.

Схема рис. 5.1 является наиболее простой - она не содержит такого сложного и нетехнологичного узла, как трехобмоточный трансформатор. ОС параллельная (по напряжению) создается с помощью делителя напряжения на резисторах R’_a и R’_b (R”_a, R”_b), а ОС последовательная (по току) - с помощью балансных резисторов R'_б и R”_б. Поворот фазы сигнала создается только в цепи усиления, поэтому эта схема применяется при нечетном числе каскадов с общим эмиттером.

Недостатком данной схемы является шунтирование входа и выхода усилителя резисторными делителями. Потери сигнала оказываются малыми, если на входе

R'_a + R'_b ≥ (3…5)(n')²R₁ и R'_a ≥ (3…5)R'_b, (5.2)

на выходе

R''_a + R''_b ≥ (3…5)(n'')²R₂ и R''_a ≥ (3…5)R''_b, (5.3)

При этом коэффициенты В₁, В₂ имеют малые значения, что согласно (2.1) приводит к большим K_F. Схему рис. 5.1 следует применять только при больших коэффициентах усиления (К_F > 40 дБ).

В схеме рис. 5.2 параллельная ОС создается за счет дополнительных обмоток m’ и m” входного и выходного трансформаторов. Последовательная ОС на входе создается с помощью R'_б, а на выходе – за счет R''_б. Поворота фазы во входной или выходной цепях не создается, начальный фазовый сдвиг обеспечивается в цепи усиления при нечетном числе каскадов с общим эмиттером.

Отношения коэффициентов трансформации между обмоткой обратной связи и основной обмоткой m'/n' и m''/n" рекомендуется выбирать равными 0,1...0,5. По сравнению со схемой рис. 5.1 данная структурная схема при прочих равных условиях позволяет получить меньшую величину коэффициента усиления K_F. Поэтому ее рекомендуется применять при малых коэффициентах усиления (К_F£ 40 дБ), также как и другие схемы, построенные с применением трехобмоточных трансформаторов.

Если цепь усиления содержит четное число каскадов с общим эмиттером, то начальный фазовый сдвиг по петле ОС должен обеспечиваться входной или выходной цепью. В схеме рис. 5.3 применяется входная цепь без поворота фазы сигнала (аналогичная входной цепи схемы рис. 5.2), а поворот фазы сигнала на 180° происходит в выходной цепи. В этой схеме обмотка обратной связи m" и балансный резистор R"_б включаются в эмиттерную цепь выходного транзистора, создавая на выходе эмиттерную комбинированную ОС. Чтобы токи, проходящие в цепях последовательной и параллельной ОС, были синфазны, обмотка m'' относительно обмотки n" включается встречно, что обеспечивает требуемый начальный фазовый сдвиг. При эмиттерной ОС кроме общей ОС в выходном каскаде имеется местная ОС.

Формулы для расчета параметров рассмотренных схем приведены в табл. 5.1.

Таблица 5.1 – Формулы для расчета параметров цепей ОС мостового типа

Схема Параметр	Рис. 5.1	Рис. 5.2	Рис. 5.3
R’_б		n’m’R_вх_F	n’m’R_вх_F
R’_г		(n’ - m’)m’R_вх_F	(n’ - m’)m’R_вх_F
R”_б		n’’m”R_вых_F	(n”+m”)m”R_вых_F
R”_г		(n”– m”)m”R_вых_F	m”n”R_вых_F
k₁/B₁		n’ – m’	n’ – m’
k₂/B₂

Значения R'_г и R”_г используются в п. 5.2 для расчета элементов цепи ОС.

Для удобства расчета комбинированных схем параметры входных и выходных цепей в табл. 5.1 приведены отдельно в виде отношений k₁/B₁ и k₂/B₂.

Параметры выбранных цепей должны удовлетворять следующему неравенству, гарантирующему реализуемость элементов цепи:

(5.4)

Дата добавления: 2018-05-12; просмотров: 291; Мы поможем в написании вашей работы!

Поделиться с друзьями:

⇐ Предыдущая 1 2 3 4 5 678 9 10 Следующая ⇒

Мы поможем в написании ваших работ!