Нестабильность частоты автогенератора

⇐ ПредыдущаяСтр 2 из 5Следующая ⇒

Стабильность частоты – одна из основных характеристик автогенератора. Она оказывает значительное влияние на обеспечение электромагнитной совместимости радиопередающих устройств. На неё большое влияние оказывают параметры автогенератора, в частности, нестабильность частоты автогенераторов. [1]

Различают два вида нестабильности частоты автогенератора:

1) долговременная – она связана с медленными изменениями частоты автогенератора (вызванными изменениями температуры окружающей среды, давления, влажности, напряжения источников питания и т.д.);

2) кратковременная – она определяется быстрыми флуктуационными изменениями частоты автогенератора, вызываемыми тепловыми, дробовыми и фликкер шумами.

Условно принимают, что нестабильности частоты, проявляющиеся за время наблюдения меньшее или равное 1 секунде, относятся к кратковременным. Быстрые флуктуации частоты (кратковременная нестабильность) определяются высокочастотной частью спектральной плотности флуктуации частоты автогенератора. При этом кратковременная нестабильность автогенератора уменьшается по мере роста добротности колебательной системы.

Долговременная нестабильность проявляется за время наблюдения более 1 секунды, определяется низкочастотной частью спектральной плотности S_ω(ω) и связана с воздействием на параметры автогенератора медленных дестабилизирующих факторов.

Для определения уходов частоты автогенератора ω₀под действием дестабилизирующих факторов (к примеру, в результате изменения параметра генератора α₀) можно воспользоваться уравнением баланса фаз:

φ_s(ω₀)+φ_э(ω₀)+ φ_к(ω₀)= φ(ω₀, α₀) =2*π*n, n=0, 1, 2 (12)

Если под действием дестабилизирующих факторов какой-либо параметр автогенератора изменился на малую величину ∆α, то для сохранения баланса фаз необходимо изменить частоту ω₀ на малую величину ∆ω. Так что уравнение (12) можно переписать так:

φ(ω₀+∆ω, α₀+∆α)= 2*π*n (13)

Разлагая левую часть уравнения (13) в ряд по степеням ∆ω и ∆α, получаем:

(14)

Учитывая соотношение условия невозмущённого режима φ(ω₀; α₀)=2*π*n и малые вариации ∆ω и ∆α, можем записать

(15)

Здесь

(16)

φ’_ω – крутизна фазочастотной характеристики автогенератора;

(17)

φ’_α– крутизна изменения фазы под действием дестабилизирующего параметра α.

Тогда отклонение частоты автогенератора под действием дестабилизирующего фактора α можно записать в следующем виде

(18)

Числитель формулы (18) представляет собой отклонение фазы благодаря воздействию параметра α.

(19)

Учитывая это, получим формулу для оценки относительной нестабильности частоты

(20)

Из соотношения (20) следует, что стабильность частоты автогенератора при заданном значении ∆φ_αзависит от крутизны фазочастотной характеристики φ’_ω.

φ’_ω =φ’_s(ω)+ φ’_к(ω)+ φ’_э(ω), (21)

где

- крутизна фазочастотной характеристики транзистора;

- крутизна фазочастотной характеристики цепи обратной связи;

- крутизна фазочастотной характеристики эквивалентного сопротивления пассивного четырёхполюсника.

На практике обычно крутизна фазочастотной характеристики транзистора и цепи обратной связи значительно меньше крутизны фазочастотной характеристики эквивалентного сопротивления пассивного четырёхполюсника, поэтому

φ’_ω ≈φ’_э(ω) (22).

Известно, что крутизна фазочастотной характеристики эквивалентного сопротивления пассивного четырёхполюсника пропорциональна его добротности Q

(23)

Подставляя формулы (22) и (23) в (20) получим выражение для оценки стабильности частоты автогенератора в следующем виде

(24) [1]

Цифровые синтезаторы

Современные микросхемы широко используют прямой цифровой синтез DDS — Direct Digital Synthesis. Это метод формирования аналогового сигнала (обычно синусоидального) путём генерации сигналов в цифровой форме с последующим цифро-

аналоговым преобразованием. Такой способ имеет следующие преимущества: [2,3]

1) возможность быстрого переключения частот без разрыва фазы;

2) точное частотное разрешение, мелкий шаг сетки частот;

3) широкий диапазон частот;

4) возможность формирования сложных сигналов.

При современных технологиях цифровые синтезаторы очень компактны и потребляют сравнительно мало энергии. Быстро падает цена таких микросхем. Сигнал с заданной частотой формируется путём преобразования в тактовые моменты времени кода линейно нарастающей фазы в код значений синусоидального сигнала с последующим

цифроаналоговым преобразованием и низкочастотной фильтрацией.

Основное уравнение для цифрового синтезатора:

Fвых = kft / 2ⁿ, (25)

где Fвых — выходная частота,

k — код (бинарное настроечное слово),

ft — внутренняя тактовая (системная) частота,

n — ёмкость фазового накопителя (аккумулятора).

Частота на выходе цифрового синтезатора зависит от двух переменных — тактовой частоты ft и бинарного числа k, программируемого в частотный регистр. Это — настроечное слово FTW (frequency tuning word) Минимальная частота выходного

сигнала получается при k = 1, максимальная — при k = 0,5·2ⁿ = 2^{n – 1}, т.е. максимальная частота выходного сигнала равна половине частоты тактовых импульсов (теор. Котельникова).

Настроечное слово (код частоты) загружается в частотный

регистр последовательно или побайтно. Фактически это код дискрета фазы при заданном значении тактовой частоты:

Δφ = 2π/N = 2πFвых/ft, (26)

где N — число дискретов фазы.

Вычисление выборок гармонического сигнала сводится к преобразованию выборок пилообразной функции с выхода цифрового накопителя фазы (фазового аккумулятора) в выборки синусоидального колебания. Цифровой накопитель (аккумулятор) состоит из сумматора и регистра данных. С приходом каждого тактового импульса в сумматоре суммируются значения чисел, записанных в регистре данных и частотном регистре, полученная сумма переписывается вновь в регистр данных. Таким образом, в

накопителе формируется код текущей фазы мгновенного значения выходного колебания. Как только значение текущей фазы в накопителе превысит 2π, произойдёт переполнение, в регистр данных запишется разность между последним значением текущей фазы и 2π и процесс накопления фазы повторится.

При формировании сигнала с фиксированной частотой выход фазового аккумулятора изменяется линейно, при этом соответствующий аналоговый сигнал — пилообразный. Формирование отсчётов синусоидального сигнала обеспечивается соответствующей кодовой таблицей, хранящейся в ПЗУ. Используя сим-

метрию синусоидальной волны, можно реализовать логику для полной синусоиды лишь от четверти цикла данных от фазового аккумулятора. Остальные значения фазоамплитудная таблица генерирует обратным чтением таблицы данных.

Современные синтезаторы DDS обычно изготавливают по субмикронной технологии на базе КMOП-логики с напряжением питания не более 3 В и миниатюрных корпусов. Цены на них постоянно снижаются. Все это делает синтезаторы DDS очень перспективными. Однако дискретизация и цифроаналоговое преобразование, которым подвергается сигнал в синтезаторах DDS, накладывают и некоторые ограничения.

К примеру:

1) максимальная выходная частота не может быть выше половины тактовой (на практике она еще меньше), но благодаря внедрению новых технологий тактовая частота постоянно возрастает;

2) отдельные побочные составляющие в спектре сигнала на выходе синтезатора DDS могут быть значительно больше, чем в синтезаторах, построенных на основе системы ФАПЧ, так как спектральная чистота выходного сигнала синтезатора DDS зависит от характеристик ЦАП;

3) потребляемая синтезатором DDS мощность практически прямо пропорциональна тактовой частоте и может достигать единиц ватт для высокочастотных синтезаторов, поэтому при высоких тактовых частотах такие синтезаторы могут оказаться непригодными для устройств с батарейным питанием.

5. Методы формирования и стабилизации сетки частот

Этот раздел посвящён методам построения структурных схем синтезаторов частот. Как известно, для удовлетворения возросших требований к синтезаторам частот было разработано целое семейство новых методов – методов когерентного синтеза частот.

Их можно разбить на две группы:

1) методы прямого синтеза;

2) методы косвенного синтеза;

В синтезаторах прямого синтеза выходное колебание формируют непосредственно изэталонного, выделяя нужную частоту узкополосными фильтрами.

     В синтезаторах непрямого (косвенного) синтеза выходной сигнал вырабатывают в перестраиваемом по частоте генераторе (ПГ), текущая частота которого непрерывно сравнивается с эталонной и поддерживается с высокой точностью с помощью системы частотной или фазовой автоподстройки частоты.



    Обычно синтезаторы сетки частот состоят из двух блоков:

датчика опорных частот (ДОЧ) и датчика сетки частот (ДСЧ). В ДОЧ формируются вспомогательные колебания опорных частот, из которых в ДСЧ синтезируются выходные колебания с заданной частотой.

   В радиопередающей аппаратуре наиболее широко используются синтезаторы с шагом сетки Fс = 10k Гц, где k — целое положительное или отрицательное число или нуль. При этом значения частот, образующих сетку, описываются соотношением

(27)

где все ni могут принимать целочисленные значения от 0 до 9, m — число значащих цифр в относительном значении максимальной частоты на выходе синтезатора.

            Пассивные синтезаторы (метод прямого синтеза частот)

    Метод прямого синтеза частот основан на использовании операций сложения, вычитания, умножения и деления частот, формируемых от одного высокостабильного кварцевого генератора.

   Примером простейшего является синтезатор, структура которого приведена на рис. 7.1. Из колебаний эталонного кварцевого задающего генератора ЗГ с помощью нелинейного преобразователя (генератора гармоник) формируют последовательность

очень коротких прямоугольных импульсов. Если длительность этих импульсов во много раз меньше их периода повторения, то их спектр богат гармониками.

Рис. 7.1 — Структурная схема датчика опорных частот с умножителем частоты

    С помощью узкополосных фильтров в селекторе гармоник выделяется сигнал требуемой частоты. Степень подавления нежелательных компонент на выходе синтезатора определяется параметрами фильтров.

    В более сложных синтезаторах, построенных по методу прямого синтеза, используется декадный синтезатор (рис. 7.2). Полосовые фильтры выделяют сигналы суммарной частоты. Далее частота выделенного сигнала уменьшается в 10 раз делителем.

(28)

m — коэффициент кратности частоты.

Рис. 7.2 — Декадный синтезатор частот

Добавление каждой новой декады уменьшает шаг формируемой сетки в 10 раз и во столько же раз увеличивает число формируемых частот.

      Синтезаторы с фазовой автоподстройкой частоты (косвенный метод)

Выделить нужную гармоническую составляющую с помощью резонансных систем простыми способами не удается, поэтому для выделения частотной составляющей в широком диапазоне частот применяют системы фазовой автоматической подстройки частоты (ФАПЧ). Структура кольца ФАПЧ показана на рис. 7.3, где обозначено: ДПКД — делитель с переменным коэффициентом деления, ФД — фазовый детектор, УЭ — управляющий элемент (варикап генератора), ПГ — перестраиваемый генератор.

Рис. 7.3 — Кольцо ФАПЧ в синтезаторе по методу непрямого синтеза сетки частот

        Выходное напряжение фазового детектора определяется разностью фаз напряжений, действующих на его входах. Выходное напряжение ФД через ФНЧ воздействует на УЭ, который изменяет частоту ПГ таким образом, что в установившемся режиме частота его колебаний равна Nfзг, где fзг — частота задающего генератора, N — коэффициент деления ДПКД. В качестве примера нарисунке 7.4 приведена схема синтезатора, где используется два делителя — с коэффициентами деления R и N.

   В схеме на рис. 7.4 отношение частоты выходного сигнала к

частоте кварцевого автогенератора равно N/R. При этом можно

считать, что в схеме обеспечивается дробный коэффициент умножения частоты, если N и R — взаимно простые пары чисел. Такую схему синтезатора называют «интерполяционной».

Рис. 7.4 Синтезатор частот с двумя делителями

    Широко распространены синтезаторы с дробными N-делителями в цепи обратной связи (например — в передатчиках ADF7010, ADF7012, синтезаторах ADF4153, ADF4154, SAA8028).

   Делением частоты с помощью счётчиков невозможно обеспечитьдробный коэффициент деления, поэтому используют следующийприём Пусть требуется получить коэффициент деления N+q/M, где N, q и M — целые числа, причём M > q, N — целая

часть коэффициента деления, q/M — его дробная часть. В течение первых q циклов деления коэффициент деления ДКПД устанавливается равным N+1, а в последующих M – q циклах — равным N. Тогда средний за M циклов коэффициент деления

Nср = {(N+1)q+N(M – q)}/M = N+q/M. (29)

    При этом сигнал на выходе синтезатора будет иметь нужную частоту, но с некоторым колебанием фазы, изменяющейся по периодическому закону. Следовательно, спектр его будет содержать побочные составляющие, причём уровень этих составляющих не будет превышать 20lg(ΔT / Tср) = 20lg(ΔT·fср), где ΔT — разность между максимальным и минимальным значениями периода генерируемых колебаний, Tср и fср=1/Tср —средние значения периода и частоты соответственно.

    Один из примеров структуры синтезатора с дробным делителем приведён на рис. 7.5. В состав дробного делителя входят цифровой накопительный сумматор с объёмом М, счётчик с объёмом q и цифровой делитель частоты N / (N+1). Коэффициент деления N или N+1 зависит от управляющего сигнала на выходе счётчика СЧ.

Рис. 7.5 — Структурная схема PLL-синтезатора с дробным делителем частоты в цепи обратной связи: ОГ — опорный генератор; ФЧД — фазочастотный детектор;

ФНЧ — фильтр нижних частот; ГУН — генератор, управляемый напряжением; НС — накопительный сумматор; N/(N+1) — делитель частоты; СЧ — счетчик импульсов.

     Делитель с дробным коэффициентом деления работает следующим образом. Пусть в некоторый момент времени в накопительном сумматоре НС и в счётчике СЧ записаны нули. Импульсы с выхода ГУН поступают на делитель N/N+1, а с его выхода — на счётчик СЧ и на ФЧД. До тех пор, пока число в счётчике не превышает значение q, коэффициент деления делителя равен N+1. При переполнении счётчика СЧ после

прохождения q импульсов на его выходе в точке 4 появляется сигнал, под действием которого коэффициент деления делителя изменяется и становится равным N. Для последующих М – q импульсов коэффициент деления делителя остаётся равным N.

Когда заполнится ёмкость накопительного сумматора НС, его выходной импульс переполнения (в точке 2) сбрасывает счётчик в исходное состояние и процесс начинается вновь. Таким образом, за М периодов следования импульсов опорного генератора в точке 5 проходит q периодов сигнала с частотой f/(N+1) и M – q периодов с частотой f/N. Это логическое условие выражается следующим равенством:

        M/f0 = q(N+1)/f + (M – q)N/f. (30)

   Выразив отсюда выходную частоту через входную, получим fвых = (N+q/M)f0.

Пример. М = 105, N = 123, q = 45678, f0 = 105 Гц, Δf = 1 Гц.

Преимущества синтезаторов с дробным коэффициентом деления:

– значительное уменьшение фазового шума;

– значительное уменьшение времени установления (переходного процесса); например, дробный делитель ИС ADF4252 позволяет получить время переходного процесса < 20 мкс, при целом коэффициенте деления N время установления порядка 250 мкс;

– малый шаг сетки частот.

Недостатком PLL-синтезаторов с дробными делителями является повышенное содержание паразитных составляющих, т.к.хотя и средний коэффициент деления корректен, мгновенное деление — некорректно.



Дата добавления: 2018-06-27; просмотров: 3740; Мы поможем в написании вашей работы!
Поделиться с друзьями:

⇐ Предыдущая 123 4 5 Следующая ⇒

Мы поможем в написании ваших работ!