Импульсный режим биполярного транзистора

Nbsp;

Рабочий режим транзисторов

Рабочий режим – это режим, когда транзистор работает с нагрузкой R_н в выходной цепи. Обычно сопротивле­ние нагрузки во много раз меньше выходного сопротивления R_вых самого транзистора. В частности, это условие выполняется, если нагрузка шунтирова­на малым входным сопротивлением сле­дующего каскада. В таких случаях для упрощения расчета можно приближенно считать, что транзистор работает в ре­жиме без нагрузки.

 

Рабочий режим биполярных транзисторов

В зависимости от того, в каком ре­жиме работает источник колебаний во входной цепи, усиление будет происхо­дить с большими или меньшими нели­нейными искажениями. Рассмотрим два наиболее характерных случая. Пусть ис­точник колебаний создает синусоидаль­ную ЭДС е_вх = Е_mвх sinwt и имеет внут­реннее сопротивление R_и.к. Будем счи­тать это сопротивление и сопротивление нагрузки R_н линейными. Входное сопро­тивление транзистора R_вх, как известно, нелинейно, поскольку нелинейна входная характеристика i_вх =f(u_вх), отражающая нелинейные свойства самого транзи­стора.

Так как сопротивление R_вх у тран­зисторов мало, наиболее часто бывает, что R_вх << R_и.к., и тогда источник коле­баний работает как генератор тока, т. е. в режиме, близком к короткому замыканию. Входной переменный ток в этом случае i_вх » е_вх / R_и.к. и является синусоидальным, поскольку ЭДС е_вх си­нусоидальна, а сопротивление R_{и.к K} ли­нейно. Переменный ток на выходе приблизительно пропорционален вход­ному току и также синусоидален. Оче­видно, и выходное напряжение u_вых = i_выхR_н будет синусоидальным, т. е. усиление происходит с малыми не­линейными искажениями. При этом, хотя входное напряжение u_вх = i_вхR_вх оказыва­ется искаженным (несинусоидальным), так как R_вх нелинейно, тем не менее на выходе получаются почти не иска­женные усиленные колебания. Неболь­шие нелинейные искажения все же наблюдаются из-за того, что зависи­мость i_вых от i_вх не является строго линейной.

Значительно реже бывает, что R_вх >> R_и.к, так как источники колебаний с очень малым внутренним сопротив­лением встречаются не так часто. В этом случае ток i_вх » е_вх / R_вх и является не­синусоидальным, поскольку R_вх нелиней­но. Но тогда и выходной ток, пропор­циональный входному току, будет не­синусоидальным, а следовательно, и вы­ходное напряжение получится искажен­ным, несмотря на то что входное напря­жение в данном режиме приблизитель­но равно ЭДС и имеет синусоидальную форму.

Простейший расчет рабочего режима является приближенным, что допустимо во многих случаях, так как параметры транзисторов имеют разброс.

Если R_н<<R_вых, то коэффициент уси­ления по току k_i приближенно равен h₂₁, т. е. k_i » a  для схемы ОБ и k_i » b для схемы ОЭ.

Коэффициент усиления каскада по напряжению

	(6.1)

k_u = U_{m вых} / U_{m вх} = I_{m вых}R_н / (I_{m вх}R_вх) = k_iR_н / R_вх .

 

Входное сопротивление каскада мож­но приближенно считать равным пара­метру h₁₁ транзистора:

R_вх » h₁₁ .

(6.3)

Тогда

k_u » R_нh₂₁ / h_11.

 

Но h₂₁ / h₁₁ = S,  где S – крутизна характеристики управления и, следовательно, можно написать

	(6.4)

k_u » S R_н .

 

Вывод формул для более точного расчета режима усиления основан на использовании уравнений

 

(6.5)

U_m1 = h₁₁I_m1 + h₁₂ U_m2

(6.6)

I_m1 = h₂₁I_m1 + h₂₂ U_m2

 

Выразим U_m2 через I_m2. При этом учтем, что u₂ = E₂ – i₂R_н. Тогда u₂ = –  i₂R_н, так как приращение постоян­ной величины Е₂ равно нулю. Прираще­ния можно рассматривать как амплиту­ды; получим U_m2 = –I_m2R_н. Знак «ми­нус» показывает, что между изменения­ми u₂ и i₂ имеется фазовый сдвиг на 180°. Перепишем уравнения (6.5) и (6.6), заменив U_m2 на –I_m2R_н:

 

(6.8)

(6.7)

U_m1 = h₁₁I_m1 – h₁₂ I_m2R_н

I_m2 = h₂₁I_m1 – h₂₂ I_m2R_н

 

Решим второе уравнение относи­тельно I_m2:

 

I_m2 + h₂₂I_m2R_н = h₂₁ I_m1

I_m2 (1+ h₂₂R_н) = h₂₁ I_m1

 

Разделив обе части последнего ра­венства на 1 + h₂₂R_н и на I_m1, получим

(6.9)

 

при R_н << R_вых получаем k_i » h₂₁.

Поделив на I_m1 обе части уравнения (6.7), получим формулу для R_вх:

(6.10)

 

При малом R_н и с учетом того, что значение h₁₂ мало (значительно меньше единицы), получаем R_вх » h₁₁.

(6.11)

Зная коэффициенты усиления k_i и k_u, при заданном входном токе или вход­ном напряжении можно рассчитать ток и напряжение на выходе, а также вход­ную и выходную мощность и коэффи­циент усиления по мощности. Например, если задан входной ток I_{m вх}, то

 

(6.12)

U_{m вх} = I_{m вх} R_вх » I_{m вх} h₁₁

(6.13)

 P _вх = 0,5I_{m вх} U_{m вх}

(6.15)

I_{m вых} = k_iI_{m вх} » h₂₁I_{m вх}

(6.14)

U_{m вых} = k_uU_{m вх} или U_{m вых} = I_{m вых} R_н

(6.16)

 P _вых = 0,5I_{m вых} U_{m вых}

k_р = k_ik_u  или k_р = P _вых/ P _вх

 

Рассмотренный простейший расчет режима усиления с помощью пара­метров транзистора делают при малых амплитудах колебаний, так как их нель­зя показать на характеристиках и графо­аналитический расчет невозможен.

Следует отметить, что иногда коэф­фициентом усиления транзисторного каскада по напряжению считают отно­шение выходного напряжения к ЭДС источника усиливаемых колебаний (Е_{m вх}). Это имеет определенный смысл, так как из-за малого входного сопротивления транзистора U_{m вх} обычно значительно меньше Е_{m вх}. Соответственно этому из­меняется и расчет коэффициента уси­ления каскада по напряжению и мощ­ности. Значения k_u и k_p, рассчитанные таким образом, будут зависеть от соот­ношения между входным сопротивле­нием транзистора и сопротивлением источника колебаний R_и.к.

Перейдем теперь к графоаналити­ческому расчету рабочего режима тран­зистора. Этот метод расчета более точен, так как учитывает нелинейные свойства транзистора. Кроме того, графоанали­тический метод позволяет сделать более полный расчет: определяются величины, связанные не только с переменными, но и с постоянными составляющими токов и напряжений.

Для графоаналитического расчета пользуются так называемыми рабочими характеристиками. Поскольку транзис­тор всегда работает с входным током, необходимо пользоваться входными и выходными характеристиками. Рас­смотрим в качестве примера эти характе­ристики для каскада с общим эмит­тером, имеющего сопротивление нагруз­ки R_н, одинаковое для постоянного и переменного тока.

В семействе выходных характеристик (рисунок 6.1, а) построение рабочей характе­ристики, иначе называемой линией на­грузки, производится по заданным или выбранным значениям напряжения ис­точника питания Е₂ и сопротивления нагрузки R_н.

Поскольку для выходной цепи тран­зистора справедливо уравнение

	(6.17)

Е₂ = u_к-э + i_кR_н ,

 

то построение линии нагрузки произ­водится по точкам ее пересечения с осями координат – так же, как это де­лалось для диода. При i_к = 0 получаем Е₂ = u_к-э, т.е. откладываем Е₂ по оси напряжения (точка М). А при u_к._э = 0 получаем i_к = E₂/R_н и откла­дываем это значение по оси тока (точ­ка N). Соединяя эти точки прямой, получаем линию нагрузки (рабочую ха­рактеристику). Затем на ней выбираем рабочий участок. Например, для полу­чения большой выходной мощности сле­дует взять рабочий участок АБ. По проекциям рабочего участка на оси коор­динат определяем двойные амплитуды первых гармоник переменных состав­ляющих выходного тока и выходно­го напряжения 2I_mк и 2U_mк-э. После этого можно найти выходную мощ­ность

	(6.18)

Р_вых = 0,5 I_mкU_mк-э .

 

На рисунке 6.1, а заштрихован так на­зываемый треугольник полезной мощ­ности. Его гипотенузой является рабо­чий участок АБ, а катетами – соответ­ственно двойные амплитуды тока 2I_mк и напряжения 2U_mк- Нетрудно вы­числить, что площадь треугольника со­ответствует учетверенной полезной мощ­ности 2I_mкU_mк-э.

       Пусть сопротивление источника коле­баний R_и.к во много раз больше входного сопротивления R_вх транзистора. Тогда нелинейность сопротивления R_вх практически можно не учитывать, так как свойства входной цепи определяются сопротивлением R_и.к. Если последнее линейно, то при синусоидальной ЭДС источника колебаний ток i_вх также будет синусоидальным. В этом случае рабочая точка Т соответствует току I_б0, являю­щемуся средним по отношению к токам базы в точках А и Б. Рабочая точка Т определяет амплитуду первой гармони­ки входного тока I_mб (как половину разности токов базы, соответствующих точкам А и Б), а также ток I_к0 и напряжение U_к-э0 в режиме покоя. По этим значениям можно найти мощность Р_к0, выделяющуюся в транзисторе в режиме покоя, которая не должна пре­вышать предельной мощности Р_{к max}, являющейся одним из параметров тран­зистора:

 

(6.19)

Р_к0 = I_к0 U_к-э0  Р_{к max}

 

Если имеется семейство входных характеристик транзистора, то можно построить входную рабочую характерис­тику путем перенесения по точкам в это семейство выходной рабочей характе­ристики.

 

Рисунок 6.1 – Графоаналитический расчет режима усиления транзистора при помощи выходных и входной характеристик

 

Однако в справочниках обычно не приводится семейство входных ха­рактеристик, а даются лишь характе­ристики для u_к._э = 0 и для некоторого u_к._э > 0 или даже только одна послед­няя кривая. Поскольку входные характе­ристики для различных u_к._э, превышаю­щих 1 В, располагаются очень близко друг к другу, то и рабочая характе­ристика мало отличается от них. Поэто­му расчет входных токов и напряже­ний можно приближенно делать по вход­ной характеристике при u_к._э > 0, взятой из справочника. На эту кривую пере­носятся точки А, Т к Б выходной рабочей характеристики, и получаются точки А₁, Т₁ и Б₁ (рис. 6.1,б). Проек­ция рабочего участка А₁Б₁ на ось напря­жения выражает двойную амплитуду входного напряжения 2U_mб-э. Зная I_mб и 2U_mб-э, можно рассчитать входное сопротивление R_вх и входную мощность каскада Р_вх по формулам:

 

(6.20)

R_вх = U_mб-э/ I_mб

(6.21)

Р_вх = 0,5 U_mб-эI_mб

 

Рабочая точка T₁ определяет также постоянное напряжение базы U_б-э0. Зная

 

(6.22)

U_б-э0 и считая приближенно, что по­стоянная составляющая тока базы в ре­жиме усиления равна I_б0, нетрудно рас­считать сопротивление гасящего резисто­ра R_б, через который от источника Е₂ будет подаваться постоянное напря­жение на базу:

 

R_б = (Е₂ – U_б-э0)/ I_б0

 

Коэффициенты усиления каскада по току, напряжению и мощности опреде­ляются по обычным формулам:

(6.23)

k_i = I_mк/ I_mб; k_u= U_mк-э/ U_mб-э; k_р = k_ik_u

 

(6.24)

Приближение можно считать, что постоянная составляющая тока кол­лектора в режиме усиления равна току покоя I_к0. Тогда мощность Р₀, затра­чиваемая источником питания Е₂, опре­делится по формуле

Р₀ = Е₂I_к0,

(6.25)

а КПД каскада (точнее, КПД выходной цепи)

h = Р_вых/Р₀

При рабочей точке Т₁ входной ток мало искажен: обе его полуволны имеют почти одинаковые амплитуды. А входное напряжение при этом сильно искажено. У него положительная полуволна по амплитуде значительно меньше, чем от­рицательная. Тем не менее выходной ток и выходное напряжение получаются мало искаженными. Такой результат, как уже было показано ранее, характе­рен для режима, в котором источник колебаний работает как генератор тока (при R_и.к. >> R_вx) и задает на вход тран­зистора синусоидальный ток. Если же источник колебаний работает как гене­ратор напряжения (при R_и._к << R_вх) и задает на вход синусоидальное напря­жение, то рабочая точка переходит в положение Т₂ и входной ток оказы­вается сильно искаженным. Соответст­венно будут сильно искажены выходной ток и выходное напряжение, так как на выходных характеристиках рабочая точка будет находиться в положении Т₃ и она разделит рабочий участок АБ на две неравные части.

Когда амплитуды положительной и отрицательной полуволны тока кол­лектора неодинаковы (обозначим их соответственно  и ), то можно найти амплитуду второй гармоники этого тока I_mк2 и равное ей прираще­ние постоянной составляющей I_к0 по формуле

	(6.26)

I_mк2 = I_к0 = 0,25( – )

Тогда постоянная составляющая (среднее значение) тока коллектора в режиме усиления

(6.27)

I_к.ср. = I_к0 + I_к0

 

Для схемы ОЭ обычно < . Следовательно, I_к0 < 0 и I_к.ср. < I_к0.

Изменение постоянной составляющей тока коллектора при переходе от
режима покоя к режиму усиления является признаком нелинейных искажений.
Когда миллиамперметр, измеряющий этот ток, показывает одно и то же зна­чение при отсутствии и при наличии колебаний на входе, то, следовательно,
искажений нет.       

(6.28)

Принципы графических построений для усиления с небольшими искаже­ниями остаются в силе и для многих других режимов, с иным положением рабочей точки. Некоторые изменения в построениях будут для трансформа­торного включения нагрузки и каска­дов с нагрузкой в виде резонанс­ного колебательного контура (см. рисунки 4.16, 4.17). Для подобных схем иначе строится линия нагрузки. Это объясняет­ся тем, что резонансный контур или нагруженный трансформатор имеет раз­личное сопротивление постоянной и пере­менной составляющей коллекторного то­ка. Катушка контура или первичная обмотка трансформатора для постоян­ного тока представляет сравнительно малое сопротивление. Можно пренебречь потерей части постоянного питающего напряжения на этом сопротивлении и считать приближенно, что постоянное коллекторное напряжение U_к._э0 равно напряжению источника:

 

U_к._э0 » Е₂.

 

(6.29)

Для переменной составляющей кол­лекторного тока сопротивление резо­нансного контура велико - тысячи и десятки тысяч ом. Таким же может быть сопротивление переменному току со сто­роны первичной обмотки нагруженного трансформатора. Следовательно, по по­стоянному току транзистор работает в режиме без нагрузки, а по перемен­ному току – в режиме нагрузки. Основ­ное уравнение рабочего режима (6.17) теперь надо писать иначе:

 

u_к-э = Е₂ – Δi_кR_н.

 

Вместо тока i_к следует учитывать его приращение Δi_к, т. е. Переменную составляющую тока, поскольку только для нее существует нагрузочное сопро­тивление R_н. Под Δi_к здесь следует понимать изменение тока с достаточно большой частотой, например с резонанс­ной частотой контура, так как только на этой частоте контур обладает большим и чисто активным сопротивлением.

Для построения линии нагрузки в уравнении (6.29) положим Δi_к = 0, и тогда u_к-э = Е₂. Этому случаю соответствует рабочая точка Т (рисунок 6.2), определяю­щая режим покоя. Чтобы нанести ее или резонансного усилительного каскада на график, надо знать еще постоянный ток базы I_б0. Точка Т определяет ток покоя I_к0. Вторую точку линии нагрузки найдем, положив u_к._э = 0. Тогда Δi_к = E₂/R_н и на оси ординат получается точка N, которая нужна лишь для построения. Она (и ряд точек около нее) не соответствует реальному режиму, так как при u_к._э = 0 в транзисторе не может быть наибольшего коллекторно­го тока. Через точки Т и N проводим прямую, которая является линией на­грузки.

Рисунок 6.2 – Построение рабочей характеристики (линии нагрузки) для трансформаторного или резонансного усилительного каскада

 

С целью сравнения показана штри­хами линия нагрузки для резисторного каскада с таким же сопротивлением R_н, т. е. когда R_н одинаково для постоянного и переменного тока. Эта характеристика сдвинута вниз на зна­чение, равное току покоя I_к0.

Особенности линии нагрузки транс­форматорного или резонансного каскада сводятся к следующему. Рабочей точке соответствует напряжение Е₂, а не U_к._э0 = Е₂ – I_к0R_н. При построении линии нагрузки резисторного каскада на оси тока от начала координат откладывал­ся отрезок E₂/ R_н, а в данном случае такой отрезок откладывается от уровня тока I_к0, т. е. характеристика проходит выше. Интересно, что при отрицательной полуволне тока, когда коллекторный ток уменьшается (Δi_к < 0 и i_к < I_к0), напряже­ние коллектора становится больше Е₂. Весь участок ТМ рабочей характе­ристики соответствует коллекторным напряжениям, превышающим напряже­ние источника.

Это странное, на первый взгляд, явление объясняется наличием в кол­лекторной цепи накопителей энергии – индуктивности первичной обмотки тран­сформатора или индуктивности и ем­кости колебательного контура. Действи­тельно, если Δi_к > 0, ток возрастает и происходит накопление энергии в магнит­ном поле катушки. Приращение тока имеет такой же знак, как и сам ток, падение напряжения на R_н вычитается из Е₂ и напряжение коллектора пони­жается. В данном случае возникающая в катушке контура или обмотке транс­форматора ЭДС самоиндукции направ­лена навстречу току и противодействует его нарастанию. Она направлена также навстречу ЭДС источника Е₂, и напряже­ние коллектора становится меньше Е₂.

При уменьшении тока происходит обратное явление. Электродвижущая си­ла самоиндукции меняет знак и под­держивает ток. Она складывается с ЭДС источника Е₂, и напряжение коллектора возрастает. Иначе говоря, падение напря­жения на R_н меняет знак и не вычи­тается из Е₂₎ а складывается с ним. Это же следует из уравнения (6.29). Когда Δi_к< 0, значение i_кR_н прибав­ляется к Е₂. При Δi_к = I_к0 получается максимальное напряжение u_к._{э max} = E₂ + I_к0R_н, соответствующее точке М.

Таким образом, в трансформатор­ном или резонансном усилительном каскаде мгновенное напряжение кол­лектора может быть значительно выше Е₂. В остальном графические построе­ния и вычисления для режима уси­ления делаются прежним порядком – по рисунку 6.1 и приведенным выше формулам.

Пример. Найдем значения основных величин, характеризующие работу каска­да с транзистором, по числовым зна­чениям, приведенным на рисунке 6.1. Будем рассматривать случай, когда источник усиливаемых колебаний работает как генератор тока. Линия нагрузки построе­на по значениям Е₂ = 10 В и R_н = 2 кОм. При этих данных получается Е₂/R_н = 10:2 = 5 мА. Рабочий участок АБ соответствует значениям 2I_mб = 80 мкА, 2I_mк = 4,5 мА и 2U_mк-э = 9 В. Отсюда находим I_mб = 40 мкА, I_mк = 2,25 мА, U_mк-э = 4,5 В и Р_вых = I_mкU_mк-э = 0,5´2,25´4,5 » 5 мВт. Рабо­чая точка Т определяет значения I_б0 = 40 мкА, I_к0 = 2,5 мА и U_mк-э0 = 5 В. Мощность, выделяющаяся в транзисторе, Р_к0 = I_к0U_к-э0 = 2,5 ´ 5 = 12,5 мВт. По точ­кам А₁, Б₁ и Т₁ входной характе­ристики находим 2U_mк-э » 150 мВ, т. е. U_mб-э = 75 мВ и U_б-э0 = 225 мВ. Теперь можно рассчитать входную мощность и входное сопротивление:

Р_вх = 0,5I_mбU_mб-э = 0,5 × 40 × 10^-6 × 75 = 1,5 × 10^-3 мВт;

R_вх = U_mб-э / I_mб = 75 × 10³/40 = 1875 Ом.

Коэффициенты усиления

k_i = I_mк / I_mб = 2,25 × 10³ / 40 = 56;

k_u = U_mк-э / U_mб-э = 4,5 × 10³ / 75 = 60;

k_p = k_ik_u = 56 × 60 = 3360 или

k_p = P_вых / P_вх = 5 ×10³ / 1,5 » 3330.

Небольшое расхождение есть резуль­тат неточности графических расчетов.

Мощность, расходуемая источником Е₂, Р₀ = Е₂I_к0 = 10 × 2,5 = 25 мВт, а КПД h = Р_вых / Р_о = 5 / 25 = 0,2 = 20 %. Конечно, в таком маломощном каскаде КПД не играет роли, но его вычисление приведено в качестве примера.

Если постоянное напряжение на базу подается от источника Е₂ через пони­жающий (гасящий) резистор R_б, то его сопротивление определится по закону Ома:

R₆ = (Е₂ - U_б-э0) / I_бо = (10-0,225)/(40 х 10^-6) » 0,25 × 10⁶ Ом = 250 кОм.

Рассмотренное построение рабочих характеристик и расчеты с их помощью могут быть сделаны аналогично и для схем ОБ.

При всех расчетах рабочего режима транзисторов следует помнить, что вы­ходная мощность ограничивается рядом факторов. Нельзя превышать предельные значения тока коллектора, напряжения U_к-э или U_к-б и мощности, выделяю­щейся в транзисторе. На рис. 6.3 за­штрихована рабочая область семейства выходных характеристик транзистора для схемы ОЭ. Снизу эта область ограничена током i_к-э0 (при i_б = 0). Если требуется усиление с малыми нелиней­ными искажениями, то рабочую область следует ограничить также слева (см. штриховую линию), т. е. исключить не­линейные участки характеристик. Надо помнить, что при повышении темпера­туры окружающей среды и соответ­ственно корпуса транзистора мощность P_кmax должна быть снижена.

 

 

Рисунок 6.3 – Области допустимых режимов работы транзистора

Импульсный режим биполярного транзистора

Транзисторы широко применяются в различных импульсных устройствах. Ра­бота транзисторов в импульсном режиме, иначе называемом ключевым или режи­мом переключения, имеет ряд особен­ностей.

Рассмотрим импульсный режим транзистора с помощью его выходных характеристик для схемы с  ОЭ. Пусть в цепь коллектора включен резистор на­грузки R_н. Соответственно этому на рисунке 6.8 построена линия нагрузки. До поступления на вход транзистора им­пульса входного тока или входного напряжения транзистор находится в за­пертом состоянии (в режиме отсечки), что соответствует точке Т₁. В цепи кол­лектора проходит малый ток (в данном случае сквозной ток i_к-э0), и, следова­тельно, эту цепь приближенно можно считать разомкнутой. Напряжение источ­ника Е₂ почти полностью приложено к транзистору.

 

Рисунок 6.8 – Определение параметров импульсного режима транзисторов с помощью выходных характеристик

 

Если на вход подан импульс тока I_бmax, то транзистор переходит в режим насыщения и работает в точке Т₂. Получается импульс тока коллектора I_кmax, очень близкий по значению к E₂/R_н. Его иногда называют током насыщения. В этом режиме транзистор выполняет роль замкнутого ключа и почти все напряжение источника Е₂ па­дает на R_н, а на транзисторе имеется лишь очень небольшое остаточное напря­жение (десятые доли вольта), называе­мое напряжением насыщения U_{к-э нас.}

Хотя напряжение u_к._э в точке Т₂ не изменило знак, но на самом коллектор­ном переходе оно стало прямым, и поэтому точка Т₂ действительно соответ­ствует режиму насыщения. Покажем это на следующем примере. Пусть имеется транзистор n-р-n и U_{к-э нас} = 0,2 В, а напряжение на базе U_б._э = 0,6 В. Тогда на коллекторе по отношению к базе будет напряжение U_к._б = 0,2 – 0,6 = –0,4 В, т. е. на коллекторном переходе прямое напряжение 0,4 В.

Конечно, если импульс входного тока будет меньше I_бmax, то импульс тока коллектора также уменьшится. Но зато увеличение импульса тока базы сверх I_бmax практически уже не дает возраста­ния импульса выходного тока. Таким образом, максимальное возможное зна­чение импульса тока коллектора

(6.31)

I_кmax » Е₂/R_н

Помимо I_кmax, I_бmax и U_{к-э нас} импульсный режим характеризуется также коэффициентом усиления по току В, который в отличие от b определяется не через приращения токов, а как отношение токов, соответствующих точке Т₂:

(6.32)

В » I_кmax / I_бmax

Иначе говоря, b является параметром, характеризующим усиление малых сигналов, а В характеризует усиление больших сигналов, в частности импульсов, и по значению несколько отличается от b.

(6.33)

Параметром импульсного режима транзистора служит также его сопротивление насыщения

R_нас = U_{к-э нас}/ I_кmax

Значение R_нас у транзисторов для импульсной работы обычно составляет единицы, иногда десятки Ом.

Аналогично рассмотренной схеме ОЭ работает в импульсном режиме и схема ОБ.

Если длительность входного импуль­са t_и во много раз больше времени переходных процессов накопления и рас­сасывания зарядов в базе транзистора, то импульс выходного тока имеет почти такую же длительность и форму, как и входной импульс. Но при коротких импульсах, т. е. если t_н составляет единицы микросекунд и меньше, может наблюдаться значительное искажение формы импульса выходного тока и уве­личение его длительности.

Для примера на рисунке 6.9 показаны графики короткого импульса входного тока прямоугольной формы и импульса выходного тока при включении тран­зистора по схеме ОБ.

 

 

 

Рисунок 6.9 – Искажение формы импульса тока транзистором

 

 Как видно, импульс коллекторного тока начинается с запаздыванием на время t_з (время за­держки), что объясняется конечным вре­менем пробега носителей через базу. Этот ток нарастает постепенно в течение времени t_ф (длительности фронта), со­ставляющего заметную часть t_и. Такое постепенное увеличение тока связано с накоплением носителей в базе. Кроме того, носители, инжектированные в базу в начале импульса входного тока, имеют разные скорости и не все сразу дости­гают коллектора. Время t_з + t_ф является временем включения t_вкл. После окончания входного импульса ток i_k про­должается некоторое время t_р (время рас­сасывания) за счет рассасывания заряда, накопившегося в базе, а затем посте­пенно спадает в течение времени спада t_с. Время t_р + t_с есть время выключе­ния t_выкл. В итоге импульс коллектор­ного тока значительно отличается по форме от прямоугольного и растянут во времени по сравнению с входным импульсом. Следовательно, замедляется процесс включения и выключения кол­лекторной цепи, увеличивается время, в течение которого эта цепь находится в замкнутом состоянии. Иначе говоря, за счет инерционности процессов накоп­ления и рассасывания заряда в базе транзистор не может осуществлять до­статочно быстрое включение и выклю­чение, т. е. не обеспечивает достаточ­ного быстродействия ключевого режима.

На рисунке 6.9 показан еще график тока базы, построенный на основании соотно­шения i_б = i_э – i_к. Как видно, ток этот имеет сложную форму. Для схемы ОЭ можно построить временные графики токов, подобно тому, как показано на рисунке 6.9 для схемы ОБ.

Специальные транзисторы для рабо­ты короткими импульсами должны иметь малые емкости и тонкую базу. Как правило, это маломощные дрейфовые транзисторы (см. § 6.7). Чтобы быстрее рассасывался заряд, накапливающийся в базе, добавляют в небольшом коли­честве примеси, способствующие быст­рой рекомбинации накопленных носите­лей (например, золото).

 

       2.3.7.3 Рабочий режим полевых транзисторов

           

         Графоаналитический рас­чет усиления для каскадов с полевыми транзисторами делают с помощью се­мейства выходных характеристик ана­логично тому, как это было рассмот­рено для биполярных транзисторов. Проводят линию нагрузки, на которую наносят рабочую точку, опре­деленную постоянным напряжением за­твора, и отмечают рабочий участок, соответствующий заданному входному напряжению. После этого определяют постоянный и переменный ток стока, постоянное и переменное напряжение в цепи стока, мощность и КПД (для маломощных каскадов мощность и КПД несущественны). Так же рассчитывается импульсный режим полевых транзисторов.

---

Дата добавления: 2018-02-28; просмотров: 542; Мы поможем в написании вашей работы!

Поделиться с друзьями:

---

---

Мы поможем в написании ваших работ!