На нагрузку емкостного характера
Здесь 2θ угол отсечки тока вентиля. Очевидно, с уменьшением пульсации напряжения на конденсаторе 
, уменьшается угол θ, а среднее значение напряжения
стремится к амплитуде напряжения 
.
Величина емкости Сф определяется исходя из уровня пульсаций по приближенной формуле 
,
где I вх- среднее значение тока, потребляемого от сетевого выпрямителя;
f c - частота питающей сети;
p - число фаз выпрямления (пульсность);
- абсолютный коэффициент пульсаций
напряжения на конденсаторе.
Для расчётов задаются kа=0,1…0,05. Эти пульсации будут отработаны цепью обратной связи преобразователя и не должны быть большими, чтобы не уменьшать диапазон регулирования по другим дестабилизирующим воздействиям.
При малом внутреннем сопротивлении сети наличие конденсатора в схеме выпрямителя вызывает в момент включения резкий бросок тока заряда icmax (см. рисунок 9), который в десятки раз может превышать установившееся значение и привести к выходу из строя выпрямительных диодов. Для ограничения этого тока в схему вводят резистор Rогр.
Сопротивление резистора определяют для наихудшего случая, когда напряжение сети максимально и ограничивают icmax на уровне нескольких десятков ампер. Этот ток является ударным током для диодов и его величина должна соответствовать перегрузочной способности диодов при работе на емкость.
|
|
|
Реально Rогр составляет от 3 до 15 Ом для ИВЭП с выходной мощностью 20…200 Вт. При этом средняя мощность, рассеиваемая на резисторе, невелика и лежит в пределах долей ватта. Импульсная же мощность достигает 10…15 Вт. Поэтому во многих случаях используют проволочные резисторы (ПЭВ) или металлопленочные (ОМЛТ, С2-23), но со значительным запасом по мощности. При мощности 300 Вт и более следует предусматривать автоматическое закорачивание Rогр контактами реле или тиристором [1].
2.4. Порядок расчета
2.4.1. Исходные данные
Исходными данными для выбора и расчета схемы являются:
- номинальное значение сетевого напряжения Uф, В;
- относительное отклонение напряжения питающей сети:
- в сторону повышения амакс
- в сторону понижения амин ;
- номинальное значение выходного напряжения U0, В;
- амплитуда пульсации выходного напряжения Uвых.m, В;
- максимальное и минимальное значения тока нагрузки I0.макс, I0.мин., А;
- частота преобразования fn;
- диапазон температур окружающей среды ˚C;
- максимальная выходная мощность преобразователя P0=U0·I0 макс.
2.4.2. Алгоритм выбора схемы преобразователя
|
|
|
1. Определяем максимальную выходную мощность преобразователя
P0 = U0·I0 макс.
2. Определяем номинальное Uвх. максимальное и минимальное значения входного напряжения преобразователя:
, 
, 
,
где: kа = (0,05…0,1) – абсолютный коэффициент пульсаций
на выходе сетевого выпрямителя (см. рисунок 9);
(при р = 2,3), 
(при р = 6).
3. По известным значениям P0 и Uвх с помощью графика рисунка 10 выбираем схему преобразователя с учетом рекомендаций, приведенных в п.п. 2.2.
 |
Области обозначенные ИЛИ соответствуют равноценному применению обоих типов преобразователей.
Рисунок 10 - График областей предпочтительного применения
различных типов преобразователей
4. Для схем рисунков 4…6 задаемся максимальным значением γмакс = 0,5. Для схемы рисунка 7 задаемся γмакс = 2 · tu / T= 0,85… 0,9. Для схем рисунка 2,3 γмакс = 0,7.
5. С помощью выражений таблицы 3 определяем амплитудные значения э.д.с. первичной U1m и вторичной U2m обмоток трансформатора преобразователя в функции напряжения первичной сети Uвх и мощности нагрузки P0 (для преобразователя рисунка 7 при двухполупериодной схеме выпрямления определяется амплитудное значение э.д.с. вторичной полуобмотки). При этом задаем:
|
|
|
Uкэ нас.= (1…2,5) В – напряжение коллектор – эмиттер регулирующего транзистора в режиме насыщения; Uпр.VD = Uпр.VD1 = Uпр.VD2 = (0,6…1) В – падение напряжения на диоде в открытом состоянии; DU1 @ 0,02Uвх. – падение напряжения на активном сопротивлении первичной W1 обмотки трансформатора; DU2 = 0,02U0 – падение напряжения на активном сопротивлении вторичной W2 обмотки трансформатора; DUL= (0,02…0,05)U0 = DUL2; DUL1 = (0,02…0,05)Uвх – падение напряжения на активном сопротивлении дросселя L, L1, L2;
DUc1=0,1Uвх – величина изменения напряжения на конденсаторе С1 (для схемы рисунка 7) на частоте преобразования.
Таблица 3
| №№ п/п | Параметр | Выходной выпрямитель |
Схемы рис. 2,3 |
Схемы рис. 4,5 |
Схема рис.6 | Схема рис. 7 | |||||||||
| 1 | g | - | U0/(Uвх× n21) | U0/( n21 ×Uвх+ U0) | 2 U0/ (n21× Uвх) | ||||||||||
| 2 | gмин | - | U0/(Uвх макс× n21) | U0/( n21× Uвх макс+ U0) | 2 U0/ (n21× Uвх макс) | ||||||||||
|
3 |
I1 | Однополупериодный | n21×I0 макс | n21×I0 макс |
| - | |||||||||
| Мостовой и двухполупериодный | - | - | - | n21×I0 макс 
| |||||||||||
|
4 |
I2 | Однополупериодный | I0 макс | I0 макс | I0макс | - | |||||||||
| Мостовой | - | - | - | I0 макс 
| |||||||||||
| Двухполупериодный
| - | - | - | 0,5×I0 макс 
| |||||||||||
| 5 |
U1m
| Однополупериодный |
Uвхмин–Uкэнас- DU1 |
Uвх мин -Uкэнас - DU1
|
Uвх мин –Uкэнас - DU1 - DUL1 | ||||||||||
| Мостовой и двухполупериодный |
|
- |
- | 0,5×Uвхмин - DUC1 - Uкэнас - DU1 | |||||||||||
|
|
| Продолжение таблицы 3 | |||||||||||||
|
| |||||||||||||||
| №№ п/п | Параметр | Выходной выпрямитель |
Схемы рис. 2,3 |
Схемы рис. 4,5 |
Схема рис.6 |
Схема рис. 7 | |||||||||
|
6 |
U2m | Однополупериодный |
|
|
| - | |||||||||
|
Мостовой
|
- | - | - |
| |||||||||||
| Двухполупериодный |
- |
- |
- |
| |||||||||||
|
7 |
Sст×Sо | Однополупериодный |
|
|
|
- | |||||||||
|
Мостовой |
- |
- |
- |
| |||||||||||
| Двухполупериодный |
- |
- |
- |
| |||||||||||
| 8 | n21 | - | U2m/U1m | ||||||||||||
| 9 | W1 | - | gмакс×U1m/(Sст×DB×fn) | ||||||||||||
|
Окончание таблицы 3 | |||||||||||||||
| №№ п/п | Параметр | Выходной выпрямитель | Схемы рис. 2,3 |
Схемы рис. 4,5 |
Схема рис.6 |
Схема рис. 7 | |||||||||
| 10 | W2 | - | W1×n21 | ||||||||||||
| 11 | q1 | - | I1/j | ||||||||||||
| 12 | q2 | - | I2/j | ||||||||||||
| 13 | Lкр | - | 
| - | - | U0 (1-gмин) / (2fn×I0 мин) | |||||||||
| 14 | Lкр1 | - | - | - | Uвх(1-gмин)/ (2×n21×fn×I0 мин) | - | |||||||||
| 15 | Lкр2 | - | - | - | U0 (1-gмин) / (2fn×I0 мин) | - | |||||||||
| 16 | LW1кр |
| - | Uвх×g2макс/ (2 fn ×n21× I0 мин) | - | - | |||||||||
6. Определяем требуемый коэффициент трансформации n21 трансформатора: n21 = U2m/U1m.
7. С помощью выражений таблицы 3 для выбранной схемы преобразователя определяем γмин. Если полученное значение γмин ³ 0,15, устройство реализуемо. В противном случае следует выбрать другую схему преобразователя, обладающую более широкими пределами регулирования (например, схему рисунка 2 или рисунка 6) и повторить расчет.
8. Определяем критическую индуктивность дросселя Lкр в схемах рисунков 2,3 и рисунка 7, критическую индуктивность Lкр1 и Lкр2 в схеме рисунка 6, а также критическую индуктивность Lw1кр в схеме рисунков 4, 5. Принимаем:
L = Lкр; L1=Lкр1; L2=Lкр2; Lw1=Lw1кр.
9. Определяем значение γ. Полученные при выборе преобразователя данные, необходимые для дальнейших расчетов схемы, заносятся в таблицу 4.
Таблица 4
Результаты расчетов
| γ | γ мин | γ макс | n21 | U1m, В | U2m, В | L, Гн | Для схемы рис. 6 | Lw1, Гн | |
| L1, Гн | L2, Гн | ||||||||
2.4.3. Выбор и расчет трансформатора.
Трансформатор является одним из основных элементов преобразователя, во многом определяющим его энергетические и массо-объемные показатели. Принципиально трансформаторы преобразователей могут быть выполнены на любом магнитопроводе. Следует иметь в виду, что магнитопровод трансфор-матора для преобразователя по схемам рисунков 4,5 должен иметь немагнитный зазор или выполняться из материала не насыщающегося при относительно больших значениях напряженности магнитного поля (магнитодиэлектрика). Однако промышленность выпускает магнитодиэлектрики в ограниченном количестве. Поэтому трансформаторы таких преобразователей целесообразно выполнять на разрезных магнитопроводах. Для трансформаторов же других преобразователей могут с успехом использоваться как разрезные, так и замкнутые магнитопроводы. На частоте преобразования fn= (25…50) кГц сердечники трансформаторов выполняются из феррита. Из разрезных магнитопроводов наибольшее применение находят броневые сердечники. Основные характеристики некоторых типов таких магнипроводов приведены в табл. П.1 приложения, а тороидальных - в таблице П2 приложения [1], [6].
Расчет трансформатора осуществляется по выражениям, приведенным в
таблице 3.
Порядок расчета трансформатора.
1. Определяем действующее значение токов первичной I1 и вторичной I2 обмоток трансформатора.
Для преобразователя, выполненного по схеме рисунка 7, при двухполупериодной схеме выпрямления определяется действующее значение тока каждой из вторичных полуобмоток.
2. По выражению, приведенному в таблице 3, определяем произведение поперечного сечения стержня на поперечное сечение окна Sст × Sок.
При этом задаемся:
- коэффициентом заполнения медью окна магнитопровода Кок = 0,25…0,35;
- приращением магнитной индукции D В на частоте преобразования. Значение D В для схем рисунков 3…6 приведены (для наиболее часто применяемых материалов М2000НМ-1, 2500НМС-1) в таблице 5;
- h - коэффициент полезного действия преобразователя в пределах 0,6…0,8 (меньшее значение КПД соответствует более низкому U0=5 В выходному напряжению);
- плотностью тока j в обмотках трансформатора по таблице 6. При выходе за пределы таблицы плотность тока принимается равной граничным значениям.
Таблица 5
| Схема | рис. 2,3 | рис. 4,5 | рис. 6 | рис. 7 | |
| Значение приращения магнитной индукции D В, Тл
| При fn = 25 кГц | 0,15 | 0,15 | 0,3 | 0,3 |
| При fn = 50 кГц | 0,1 | 0,1 | 0,2 | 0,2 | |
Таблица 6
| f П /P Г , Гц / Вт | 2 | 10 | 20 | 60 | 100 | 200 | 500 | 1000 |
| j, А/м2 | 2,5х10+6 | 3,5х10+6 | 4х10+6 | 4,5х10+6 | 5х10+6 | 5,4х10+6 | 5,7х10+6 | 6х10+6 |
Для преобразователей рисунков 2…6 габаритная мощность трансформатора равна: PГ = U2m × I2 ×gмакс (1+h)/(2h) .
Для схемы рисунка 7 с двухполупериодным выпрямителем:
3. По известному произведению Sст × Sок с помощью таблиц П.1, П.2 приложения или по справочнику [1], [6], выбираем тип магнитопровода и уточняем его параметры.
4. Определяем число витков первичной W1 и вторичной W2 обмоток трансформатора.
5. Определяем поперечное сечение провода первичной q1 и вторичной q2 обмоток трансформатора.
По таблице П.3 приложения выбираем стандартный провод, имеющий ближайшее большее значение поперечного сечения. Производим пересчет поперечного сечения провода с учетом изоляции (q'1; q'2). При небольших токах (до 3…5 А) и напряжении обмоток до 500 В рекомендуется применять провод марки ПЭТВ, свыше 500 В – марки ПЭВ-2; при токах более 5 А следует выбирать провода с комбинированной или двойной хлопчатобумажной изоляцией типа ПЭЛШО или ПБД.
Обмоточные провода обозначаются следующим образом: сначала буквами указываются марка провода, определяющая тип изоляции (материал, толщину, термостойкость, пробивное напряжение), а далее цифрами указывается диаметр провода без изоляции в миллиметрах (чистый диаметр проводника), например, ПЭВ-2 0.12 или ПЭЛШО 0.08.
ПЭВ-2 – провод эмалированный с двухслойной изоляцией на основе синтетических лаков;
ПЭТВ – провод эмалированный термостойкий с лаковой изоляцией;
ПНЭТ–имид – рекомендуется для работы при температуре до 240°С, имеет биметаллическую жилу медь-никель и изоляционную пленку на основе полиамидного лака;
ПСК, ПСДК – провод со стекловолокнистой изоляцией и лаковой пропиткой;
ПЭЛШО – провод медный, изолированный эмалью и одним слоем из натурального шелка.
6. По известным значениям q'1; q'2; W1; W2; Sок необходимо проверить условие размещения обмотки в окне магнитопровода
(q'1 W1 + q'2 W2) / Sок £ Kок .
Если данное условие не выполняется, то следует взять больший типоразмер магнитопровода трансформатора и произвести повторный расчет.
7. Для схем рисунков 4, 5 находим суммарную величину немагнитного зазора D l3 :
D l3 = W12 × m0 × Sст / Lw1 ,
где m0 = 4p×10-7 Гн/м. – магнитная постоянная.
Основные расчетные соотношения элементов силовой части преобразователей приведены в таблице 7.
2.4.4. Порядок расчета элементов силовой части преобразователя
1. Исходя из заданного значения амплитуды пульсации выходного напряжения Uвых.m , определяем требуемое значение выходной емкости Сн.
Выбираем стандартный конденсатор по таблицам П.4., П.5. или П.6. [3] и рисункам П.1…П.4. При этом необходимо выбирать конденсатор так, чтобы
Таблица 7
| № п/п | Параметр | Схемы рис. 2, 3 | Схемы рис. 4, 5 | Схема рис. 6 | Схема рис. 7 |
| 1 | DIL | U0(1–gмин)/(L×fn) | U0(1–gмин)/(fn×  × Lw1)
| – | U0(1–gмин)/ (L×fn) |
| 2 | DIL1 | – | – | gмин Uвх. макс/ (fn×L1) | – |
| 3 | DIL2 | – | – | U0(1–gмин)/(fn×L2) | – |
| 4 | CН | U0(1–gмин)/(16  ×L× Uвых.m)
|  gмакс×I0 макс/(2Uвых.m× fn)
| U0(1–gмин)/(16 ×L2× Uвых.m)
| U0(1–gмин)/(16  ×L×Uвых.m)
|
| 5 | С1 | – | – | Uвх.×I0 макс×gмакс×  /(fn×Uвх.мин×DUc1)
| – |
| 6 | С2 | – | – | I0 макс×gмакс/(fn× DUc2) | – |
| 7 | Iк1 макс |  (I0 макс+DIL/2) /h
| [I0макс/(1–×gмакс)+ DIL1/2]/ h
| U0 ×I0 макс /(h×Uвх.мин)+DIL1/2+
( I0 макс+DIL2/2) × 
| (I0 макс+DIL/2) × /h
Здесь: Iк1 макс = Iк2 макс
|
| 8 | Uкэ1 макс | Uвх.макс(1+W1/Wp), где: W1/Wp= gмакс/(1–gмакс) | Uвх. макс+ U0/
| Uвх. макс/(1–gмин) | Uвх. макс |
| 9 | Рк |
I0 макс× | Iк1макс×Uкэ нас ×gмакс + 0,5fn×Uкэ 1макс×Iк макс(tвкл.+tвыкл.)+ gмакс×Кнас×Uбэ нас× Iк1макс/(2 h21мин.) | ||
| 10 | IVD1 макс | I0 макс+DIL/2 | I0 макс/(1–×gмакс) +DIL/2 | (U0×I0.макс/(h×Uвх.мин)+
DIL1/2)/  +I0 макс+DIL2/2
| – |
| 11 | UVD1 макс | Uвх. макс×
| U0/gмин | Uвх. макс× /(1–gмин)
| – |
| 12 | PVD1 |
Uпр×I0макс/(1–×gмин) +fn×UVD1 макс×IVD1макс×0,01/fпред | IVD1×Uпр(1–×gмин)+ fn×UVD1макс× IVD1макс×0,01/fпред | – | |
емкость была больше или равна расчетному значению, номинальное напряжение Uраб. больше или равно 1,5 U0, а допустимая величина пульсации на частоте преобразования (для схемы рисунка 7 на двойной частоте преобразования) больше Uвых. m . В противном случае следует выбирать Сн на большее рабочее напряжение, либо переходить к другому типу конденсатора.
Пример записи: Конденсатор К50-29-16В-68мкф±20%.
Для конденсаторов К50-29 и К50-35 (таблица П.4.) указана амплитуда переменной составляющей пульсирующего напряжения в вольтах или процентах от номинального напряжения для частоты 50 Гц. Для других частот она не должна превышать значений, вычисленных по формуле
Uf = Uf50· К,
где Uf50 – амплитуда переменной составляющей пульсирующего напряжения на частоте 50 Гц при температуре 40°С;
К – коэффициент снижения амплитуды переменной составляющей пульсирующего напряжения в зависимости от частоты (рисунок П.1).
Для конденсатора К50-53 (таблица П.5.) указан допустимый пульсирующий ток частоты 100 Герц - I (100Гц), который можно пересчитать в напряжение пульсаций такой же частоты:
U(100Гц) = I (100Гц)/(2p·100· Сн).
Зависимость допустимого действующего значения тока от частоты представлена на рисунке П.2. Пульсации напряжения более высокой частоты f находим по формуле:
Uf = K· U(100Гц) · 100/f,
где K = If / I (100Гц).
Очевидно, что для выбранного типа конденсатора Uf должно быть больше или равно Uвых. m.
Для конденсаторов К53-14 и К53-22 (таблица П.6) указывается амплитуда переменной составляющей напряжения пульсаций, но её зависимость от частоты отличается от рассмотренных ранее и отображается на рисунках П.3.
(К53-14) и П.4 (К53-22).
Для схемы рисунка 6 при определении значения емкостей конденсаторов С1 и С2 следует задаться значениями DUc1 и DUc2(DUc1£0,1Uвх; DUc2£0,1U0). Затем по таблицам П.4…П.6. или по справочнику [1], [7] выбираем с учетом вышеизложенных рекомендаций стандартные конденсаторы, при этом следует иметь в виду, что Uc1 раб ³ 1,5 Uвх. макс.; Uc2 раб ³ 1,5 U0.
2. Определяем приращение тока дросселя (для схемы рисунка 6 DIL1, DIL2).
3. По ранее выбранному значению КПД преобразователя определяем значение максимального тока коллектора Iк1 макс транзистора VT1 (транзисторов VT1, VT2, для схемы рисунка 7).
4. По выражениям таблицы 7 определяем максимальное значение напряжения на закрытом транзисторе Uкэ1 макс. Для схемы рисунка 2 величина
W1 / Wp находится из соотношения W1 / Wp = gмакс / (1-gмакс).
5. По вычисленным значениям Iк1 макс, Uкэ1 макс и заданной частоте преобразования fn из таблиц П.7, П.8 выбираем тип транзистора [1], [7].
При выборе биполярного транзистора необходимо, чтобы
Uкэ макс ³ 1,2Uкэ1 макс; Iк ³ Iк1 макс; tсп £ (0,05…0,1) / fn.
Для выбранного типа биполярного транзистора определяем значения напряжения коллектор-эмиттер в режиме насыщения Uкэ нас. Напряжение база-эмиттер насыщения принимаем равным U бэ нас » 0,8 В. Время выключения транзистора tвыкл = t рас + tсп, где t рас – время рассасывания неосновных носителей в полупроводниковой структуре, tсп – время спада. При отсутствии каких -либо данных, принимаем tсп = tвкл = t рас .
При выборе полевого транзистора из таблицы П.8 необходимо, чтобы
UСИ ³ 1,2 U кэ1 макс; Ic макс > Iк1 макс.
Для выбранного типа полевого транзистора определяем сопротивление сток-исток в открытом состоянии (R си откр).
6. В случае выбора биполярного транзистора, задавшись коэффициентом насыщения Кнас = 1,2…1,3, определяем по выражению таблицы 7 максимальное значение мощности Рк, рассеиваемой транзистором. Убеждаемся в возможности использования выбранного транзистора по мощности при заданной температуре окружающей среды из условия Рк макс > 1,2 Рк. Если последнее неравенство не выполняется, то необходимо предусмотреть параллельное соединение нескольких транзисторов либо выбрать другой тип транзистора.
Для полевого транзистора максимально допустимая мощность определяется выражением
Рст макс = I2с макс Rси отр .
Используя данные таблицы П.8 (Рмакс) проверяем возможность использования по мощности выбранного типа транзистора из условия Рмакс > Р ст макс.
7. На основании выражений таблиц 7 и 8 определяем параметры диодов VD1, VD2: среднее и максимальное значения тока диодов IVD1 макс, IVD2 макс, максимальное обратное напряжение на диодах UVD1 макс, UVD2 макс. Из таблиц П.9, П.10 или справочника [5] выбираем тип диодов VD1, VD2. Находим мощность, рассеиваемую на диодах - PVD1, PVD2.
8.Исходя из заданного значения нестабильности выходного напряжения d, определяем требуемый коэффициент передачи в контуре регулирования:
| Таблица 8 | |||||||
| № п/п | Параметр | Выходной Выпрямитель | Схемы рис. 2, 3 |
Схемы рис. 4, 5 | Схема рис. 6 | Схема рис. 7 | |
|
1 |
IVD2 макс = IVDB макс | Однополупериодный | I0 макс+DIL/2 | – | – | – | |
| Мостовой и двухполупериодный | – |
–
| – | I0 макс+ DIL/2 | |||
|
2 |
UVD2макс=UVDB макс | Однополупериодный | Uвх. макс×W2/Wp | – | – | – | |
| Мостовой | – | – | – | U0 /gмин | |||
| Двухполупериодый | – | – | – | 2U0 /gмин | |||
|
3 |
IПР. CР = IПР.VDB | Однополупериодный | I0 макс/2 | I0 макс/2 | – | – | |
| Мостовой и двухполупериодный | – |
–
| – | I0 макс/2 | |||
|
4 |
PVD2 = PVDB | Однополупериодный | Uпр×I0 макс×gмакс+fn×UVD2 макс×IVD2макс× 0,01/fпред | – | – | ||
| Мостовой и Двухполупериодный |
– | – | – | Uпр×Iпр.ср.+fn×UVD2макс×IVD2макс× 0,01/fпред | |||
2.4.5. Расчет сетевого выпрямителя
1. На основании своего варианта задания выбираем схему сетевого выпрямителя (см. рисунок 8).
2. Находим среднее значение тока, потребляемого от сетевого выпрямителя Iвх = n21×I0 макс×gмакс .
3. По формулам таблицы 9 определяем требуемые параметры вентилей
Iв ср, Uобр и , fд.
Таблица 9
Дата добавления: 2019-01-14; просмотров: 226; Мы поможем в написании вашей работы! |
Мы поможем в написании ваших работ!