Електричний розрахунок каскадів пристрою
Розробка структурної схеми пристрою
1.1 Визначення величини вихідної потужності схеми
1.1.1 Визначення вихідної потужності
За вимогами ТЗ довільно вибираються головні телефони фірми Cosonic марки CD-760V. Визначається номінальна вихідна потужність схеми
Діапазон частот головного телефону має бути в межах або більше за діапазон частот. який заданий за вимогами ТЗ:
< 50 Гц;
> 12 кГц.
Використання вибраного типу головних телефонів, які мають параметри: частотний діапазон 20 Гц – 20 кГц, максимальна вихідна потужність 100 мВт та номінальний опір 32 Ом, які задовольняють параметрам ТЗ. В подальшому номінальний опір 32 Ом буде використовуватись як опір навантаження.
1.2 Вибір схеми підсилювача потужності
Для отримання 
= 50 мВт, необхідно застосувати двотактну схему підсилювача потужності (ПП), що дозволяє компенсувати завади і фон, що створює джерело живлення. Оскільки опір навантаження підсилювача незмінний, застосовуємо без трансформаторну схему ПП. Основною перевагою цієї схеми є відсутність узгоджувального трансформатора, що зменшує масу і габарити пристрою, при цьому без ускладнень реалізується достатньо широка смуга пропускання. Обираємо схему з двотактною симетрією плеч, так як вона дозволяє застосувати вихідні транзистори одного типу та провідностей.
|
|
|
Рисунок 3 – Структурна схема безтрансформаторного ПП
1.3 Визначення корисної потужності, що забезпечується транзистором ККП
Величина корисної потужності, що віддається транзисторами одного плеча в безтрансформаторному підсилювачі, розраховується:
1.4 Вибір типів транзисторів ККП
Так як VT2, VT3 є потужними транзисторами різного типу провідності, являють собою схеми емітерних повторювачів, що працюють з відсічкою колекторного струму, близько до 900, тому вибрати ці транзистори необхідно лише для одного плеча, вважаючи їх ввімкненими за схемою «спільний колектор (СП)».
Визначемо максимальну потужність втрат на транзисторах VT2, VT3:
де η – коефіцієнт корисної дії схеми. Для роботи в режимі класу «АВ» η = 40…50%
Розраховуємо напругу живлення
де: 
- залишкова напруга, яка визначається сімейством вихідних характеристик транзистора КПП. Приймемо 
= 2 В.
Так як за ТЗ пристрій має бути переносним приймемо напругу живлення 9 В. Визначимо максимально допустиму напругу емітер-колектор, яка визначається:
Допустимий струм колектора визначається як:
де: 
– амплітуда імпульсу колекторного струму,
|
|
|
– струм в робочій точці.
За числовими даними, розрахованими вище обираємо транзисторну комплементарну пару для ККП КТ315А та КТ361А параметри яких наведені в таблиці 1.[]:
Таблиця 1 – Параметри транзисторів КТ315А та КТ361А
| Максимально-допустима потужність розсіювання | 
| 0,15 Вт |
| Максимально-допустима напруга колектор-емітер | 
| 25 В |
| Максимальний струм колектора | 
| 0,1 А |
| Мінімальний коефіцієнт передачі по струму в схемі зі СЕ | 
| 30 |
| Гранична частота | 
| 250 МГц |
| Крутість в робочій точці | 
| 106,5 мкА/В |
| Стала часу колекторного кола | 
| 300 нс |
| Ємність колектора | 
| 7пФ |
Визначимо для даного транзистора.
Для визначення скористаємось наступними формулами []:
де: 
- коефіцієнт передачі струму у схемі зі СБ;
- вхідний опір транзистора у схемі зі СБ.
де: 
– опір бази;
– опір емітера, який розраховується за формулою 
де: – стала часу колектора;
– ємність колектора.
Отже маємо:
Перевіримо транзистор за частотними властивостями:
де 
- об’ємний опір бази;
|
|
|
де: 
= 1,6 для дрейфових та дифузійних транзисторів;
– гранична частота транзистора.
Отже, транзистори вибрані вірно.
Для того, щоб визначити транзистор VT1, визначимо коефіцієнт підсилення по потужності каскаду на VT2, VT3. Так як він зібраний за схемою «СК», то:
а відповідно вхідна потужність цього каскаду:
Амплітуда колекторного струму повинна перевищувати значенні імпульсу базового струму VT2, VT3 приблизно у 2…3 рази:
1.5 Вибір типу транзистора вхідного каскаду
Оскільки вхідний каскад підсилення на транзисторі VT1 працює в режимі класу «А», його потужність, розсіювана на стокові, повинна бути в 8…10 раз більше вихідної потужності, а стоковий струм у 2…4 рази більше за вхідний струм VT2, VT3, тобто:
Обираємо напругу живлення 
Максимальна напруга на переході стік-витік транзистора:
Виходячи з отриманих результатів, вибираємо транзистор КП302А, параметри якого наведені в таблиці 2
Таблиця 2 – Параметри транзистора КП302А
| Максимально-допустима потужність розсіювання | 
| 0,3 Вт |
| Максимально-допустима напруга стік-витік | 
| 20 В |
| Максимальний струм стоку | 
| 0,024 А |
| Крутизна характеристики | S | 5 мА/В |
| Коефіцієнт підсилення за потужністю | 
| 30 дБ |
|
|
|
Визначимо вхідну потужність вхідного підсилення.
де: R = 200 Ом – вхідний опір каскаду із СК;
≈ R = 200 Ом – вихідний опір каскаду на польовому
транзисторі;
= 200 кОм – вхідний опір каскаду на польовому транзисторі;
S = 25 мА/В – крутість характеристики польового транзистора.
1.6 Визначення необхідного загального коефіцієнта підсилення за потужністю
Для знаходження загального коефіцієнта підсилення каналу за потужністю, використовуємо вираз:
де 
– потужність джерела сигналу, Вт;
В якості джерела збудження використовуємо сигнал з ЦАП. Вважаємо, що в нашому CD/DVD програвачі,вхідне коло в тому числі й ЦАП виконаний на мікросхемі АК4114. Ця мікросхема є універсальною та багатофункціональною. Враховуючи її властивості (з опису мікросхеми в додатках) приймаємо:
Звідси
Враховуючи високі вимоги до частотних та нелінійних спотворень підсилювача, введемо у вхідний каскад пристрою від’ємний зворотній зв'язок (ВЗЗ), величину якого виражено через значення поправочного коефіцієнта:
Оскільки підсилювач стереофонічний, у ньому передбачається регулювання стереобалансу, поправочний коефіцієнт в даному випадку буде таким:
.
Тоді
Так як регулятор тембру виконуватиметься на мікросхемах, то не потрібно додаткового підсилення на регулювання 
= 1.
У зв’язку з лінійністю АЧХ підсилювача потужності коефіцієнт 
= 1.
Отже знайдемо загальний коефіцієнт підсилення каналу за потужністю:
Отже необхідний коефіцієнт підсилення за потужністю становить 36 дБ.
1.7 Визначення загальної кількості каскадів підсилювача
Коефіцієнти підсилення за потужністю, відповідно рівні:
Для СК
Для каскаду зі СВ
Як видно на цих трьох каскадах було отримано необхідний коефіцієнт підсилення за потужністю.
Отже загальний коефіцієнт підсилення по потужності всього підсилювального пристрою рівний:
Отже, даний підсилювач буде складатися з двох каскадів підсилення.
1.8 Розрахунок співвідношення сигнал/шум
Згідно з ТЗ ν = 60 дБ (1000 разів). Визначимо величину мінімальної вхідної напруги:
де:
= 2 дБ (1,585) – відносний коефіцієнт шуму польового транзистора першого каскаду.
Отже, транзистор першого вхідного каскаду вибрано вірно.
1.9 Розподіл частотних та нелінійних спотворень по каскадах
1.9.1 Розраховуємо величину коефіцієнта частотних спотворень в області верхніх частот, 
а) частотні спотворення, що вносяться безпосередньо транзисторами КТ315А та КТ361А, при ввімкнені їх за схемою «СК»:
де 
- гранична частота по крутизні в схемі з СК:
– верхня частота робочого діапазону пристрою.
Але приймемо спотворення із запасом, тобто 
= 0,05 дБ;
б) частотні спотворення, що вносяться безпосередньо транзистором КП302А, ввімкнений за схемою СВ:
де 
– гранична частота транзистора по крутості в схемі з СВ.
г) частотні спотворення, що вносяться безпосередньо елементами схеми:
каскад на VT2, VT3 – «СК»: 
= 0,7;
вхідний каскад підсилення VT1 – «СВ»: = 0,4.
Загальна величина частотних спотворень:
= 0,7 + 0,7 + 0,4 + 2·0,05 = 1,9 (дБ) < 
= 3 (дБ).
1.9.2 Частотні спотворення в області НЧ визначимо наступним чином:
- каскад із СВ:
- каскад із СК:
Для регулятора гучності виділимо 
.
Так як у каскадах із ЗВ введений ВЗЗ з глибиною А = 4, то перерахуємо частотні спотворення для цих каскадів.
Таким чином загальні частотні спотворення на НЧ складають:
Значення частотних спотворень не перевищує задані в ТЗ.
1.9.3 Нелінійні спотворення розділимо наступним чином:
на кінцевий каскад (VT2,VT3) відводимо 2,6 %,
на інші каскади по – 0,4 %.
Враховуючи, що каскади пристрою підсилення містять ВЗЗ, величина нелінійних спотворень не перевищить цих значень.
1.10 Вибір регуляторів
Регулятор підсилення повинен здійснювати регулювання в 30 дБ. Вставимо регулятор гучності після вхідного каскаду із ЗВ. Регулювання повинно здійснюватись плавно, тобто змінний резистор повинен мати лінійну залежність опору від кута повороту.
Регулювання тембру виконаємо на операційному підсилювачі LH0052. Регулятор тембру введемо одразу після регулятора гучності. Враховуючи великий вхідний опір регулятора тембру він взагалі не впливатиме на роботу регулятора гучності.
1.11 Розробка структурної схеми
Рисунок 4 – Структурна схема підсилювача CD/DVD
В основу розробки структурної схеми підсилювача НЧ програвача CD та DVD покладемо дані отримані у процесі розрахунку структурної схеми. Структурна схема підсилювача на транзисторах наведена на рисунку 4.
1.12 Аналіз можливостей побудови підсилювача на ІМС
Виходячи з результатів розрахункової схеми пристрою на дискретних елементах, розглянемо можливість побудови пристроїв на ІМС, що буде відповідати сучасному напрямку побудови пристроїв аналогічного призначення.
Визначимо коефіцієнт підсилення за напругою
На каскад попереднього підсилення виділимо підсилення 4 дБ (1 рази), а на кінцевий каскад 6 дБ (1 раз).
В даному курсовому проекті буде використана мікросхема APA3541/4, яка представляє собою підсилювач потужності низької частоти.
Параметри мікросхеми APA3541/4:
Вихідна потужність 
, Вт – 55 мВт
Напруга живлення 
, В – 6 В
Коефіцієнт підсилення напруги 
, дБ – 3 дБ
Коефіцієнт гармонік 
, % - 0,1 %
Смуга робочих частот – 20 Гц – 20 кГц
Вхідний опір – 180 кОм
Опір навантаження – 32 Ом
Вхідний каскад та регулятор тембру виконаємо на операційному підсилювачі LH0052 з несиметричним живленням. Регулятор тембру повинен забезпечити підйом та завал в області НЧ та СЧ ± 12 дБ. Для регулювання тембру застосовуємо активний регулятор тембру з використанням операційного підсилювача. Він має наступні параметри:
Напруга живлення , В – +9 В
Коефіцієнт гармонік , % - 0,25
Частота одиничного зрізу, МГц – 1
Вхідний опір, МОм – 20
Структурна схема підсилювача на мікросхемах матиме наступний вигляд:
Рисунок 5 – Структурна схема НЧ підсилювача на мікросхемах
Отже, порівнюючи структурні схеми на рис. 4 та рис. 5 бачимо, що реалізація підсилювача НЧ CD/DVD програвача на мікросхемах є простішою. Тому реалізовуємо наш пристрій на мікросхемах.
Електричний розрахунок каскадів пристрою
2.1 Електричний розрахунок кінцевого підсилювального каскаду
6 (дБ) = 2 рази;
= 1,4 (дБ);
= 0,2 (дБ);
= 0,1 %.
Вибираємо стандартну схему ввімкнення. Схема ввімкнення зображена на рисунку 6.
Рисунок 6 – Принципова схема каскаду
Номінали резисторів і конденсаторів наступні.
R1 – C2-33-0,125-100кОм±10%
С1 - К53-1-5В-1мкФ±10%
С2 - К53-1-5В-1мкФ±10%
С3 - К53-1-5В-10мкФ±10%
С4 - К53-1-5В-1мкФ±10%
С5 – К50-6-6В-220мкФ±20%
С6 - К50-6-6В-220мкФ±20%
С7 - К53-1-5В-100мкФ±10%
Знайдемо коефіцієнти частотних спотворень б області НЧ:
Для даної мікросхеми довідникові данні дають коефіцієнт нелінійних спотворень = 0,1%.
Знайдемо частотні спотворення, які вносить мікросхема на верхній частоті робочого діапазону 12 кГц за формулою
2.2 Електричний розрахунок попереднього підсилювального каскаду
Застосуємо схему ввімкнення ОП з неінвертувальним включенням та несиметричним живленням.
4 (дБ) = 1,59 (раз);
= 0,4 (дБ);
= 0,6 (дБ);
= 0,25 %.
Схема ввімкнення зображена на рисунку 7. Обираємо опір каскаду більший 2 кОм.
Рисунок 6 – Принципова схема підсилювального каскаду
Обчислимо номінали резисторів:
Знайдемо глибину зворотнього зв’язку
Складаємо систему для знаходження номіналів резисторів R3 та R4
Також повинна виконуватись умова симетрії плеч
Задамося R3 = 8 кОм.
Тоді
Розділовий конденсатор визначаємо з урахуванням = 0,4 дБ = 1,047 раз
Оберемо стандартну ємність: С1 =10 мкФ.
Розрахуємо коефіцієнт частотних спотворень в області НЧ:
Значення частотних спотворень задовольняють заданим значенням.
Знаходимо номінал конденсатора в колі зворотнього зв’язку за формулою
Вибираємо типи резисторів та конденсаторів підсилювального каскаду
R1 – C2-31-0,125-3,9кОм
R2 – C2-31-0,125-3,9кОм
R3 – C2-31-0,125-8,2кОм
R4 – C2-31-0,125-8,2кОм
С1 – КЭ-8В-10мкФ±20%
С2 – КЭ-8В-22мкФ±20%
С3 – КЭ-8В-10мкФ±20%
2.3 Електричний розрахунок регулятора підсилення
Вихідні дані:
= 30 дБ
= 0,4 дБ
Рисунок 7 – Принципова схема регулятора підсилення
Нам необхідно зробити придушення сигналу на = 30 дБ або в 32 рази. Вхідний сигнал підсилює вхідний сигнал 0,4 В до 0,8 В. Знайдемо амплітуду сигналу після придушення:
Отже, після такого подільника сигнал на вході більший за напругу шумів.
Виберемо резистор R2 = 6 кОм. Підставивши значення вхідної та вихідної напруги регулятора отримаємо:
Змінний резистор вибираємо типу А, щоб в нього залежність опору від кута повороту була лінійного.
Вибираємо резистор R2 – С2-31-0,125-6кОм±10%
Вибираємо резистор R1 – СП4-1аА-0,25-186кОм±10%
Знайдемо значення розділового конденсатора при = 0,4 дБ:
Виберемо С1=10 мкФ
С1 – КЭ-8В-10мкФ±20%
Знайдемо коефіцієнт частотних спотворень в області НЧ:
2.4 Електричний розрахунок регулятора тембру
Регулятор тембру виконаємо на операційному підсилювачі.
Вихідні дані:
Мікросхема LH0052
= ±12 дБ
Враховуючи складність проектування регулятора тембру для областей НЧ та СЧ використаємо вже готовий, перевірений на дослідах регулятор. Схема регулятора тембру представлена на рисунку 8.
Рисунок 7 – Регулятор тембру
У даному регуляторі тембру резистори і конденсатори таких типів:
R1 – C2-31-0,125-3,9кОм±10%
R2 – C2-31-0,125-3,9кОм±10%
R3 – C2-33-0,125-11кОм±10%
R4 – С2-33-0,125-3,6кОм±10%
R5 – СП2-5-0,125-100кОм±10%
R6 – СП2-5-0,125-100кОм±10%
R7 – С2-33-0,125-11кОм±10%
R8 – С2-33-0,125-11кОм±10%
R9 – С2-33-0,125-3,6кОм±10%
R10 – C2-31-0,125-3,9кОм±10%
R11 – C2-31-0,125-3,9кОм±10%
C1 – К50-6-50В-47нФ±20%
C2 – К50-6-50В-4,7нФ±20%
C3 – К50-6-50В-22нФ±20%
C4 – К50-6-50В-0,1мкФ±20%
Моделювання пристрою на ЕОМ
3.1 Вибір моделюючої системи
Серед багатьох існуючих систем моделювання слід виділити такі професійні системи, DesignLab, Alpac 7.1, Electronic Workbench 5.12, OrCad..
ALPAC 7.1 (http://www.aplac.hut.fi/aplac) — використовується для
проектування та моделювання електричних схем та систем в часовій і частотній областях. До їхнього складу можуть входити як цифрові, так і аналогові компоненти, в тому числі пристрої діапазону НВЧ. Виконуються слідуючі види розрахунків: режим за постійним струмом, частотні характеристики, спектральна густина та коефіцієнт шуму, чутливість і параметрична оптимізація, перехідні процеси, спектри сигналів, аналіз періодичних режимів, статистичний аналіз за методом Монте-Карло. В основному цей набір досить стандартний. Але аналогічні розрахунки проводяться, за допомогою кількох різних програм, а в даній вони доступні в одній. Інша важлива особливість ALPAC — наявність значного набору бібліотек елементів принципових схем та окремих блоків, які застосовуються в аналогових та цифрових системах зв'язку. За своїм функціональним складом ці бібліотеки мають перевагу над бібліотеками інших систем. Крім того, до складу ALPAC входять підпрограми розрахунку трьохмірних електромагнітних полів мікросмугових конструкцій та інших пристроїв діапазону НВЧ. Останнє, на що треба звернути увагу, це можливість введення результатів вимірювань та виведення керуючих сигналів за допомогою інтерфейсних плат стандарту IEEE-488 (GPIB, HP-IB), як в системі Lab View.
DesignLab 8.0 (http://www.orcad.com) — інтегрований програмний комплекс корпорації Microsim для наскрізного проектування аналогових, цифрових і змішаних аналого-цифрових пристроїв, синтезу пристроїв програмованої логіки, та аналогових фільтрів; припинив свій розвиток після злуки на початку 1999р. З компанією OrCAD Inc. Проектування починається з введення принципової схеми, її моделювання та оптимізації і завершується створенням керуючих файлів в форматі JEDEC для програматорів, розробкою друкованої плати та виведенням керуючих файлів для фотоплотерів і сверлильних станків. Система DesignLab являється розвитком систем попереднього покоління Design Center. В усіх цих системах використовується шороко відома програма моделювання Pspice. Якщопакет Design Centre забезпечував синтез пристроїв програмованої логіки лише типу PLD фірм Altera, AMD, Atmel, Cupress, 1ST, Lattice, Motorola, PLX, Philips, Texas Instruments, Toshiba та TriQuint, тоді в DesignLab увійшов інтерфейс з засобами проектування перепрограмованих логічних пристроїв FPGA фірми Xilinx (в якості засобів проектування використовується програма ХАСТ Step 6.0). В результаті отримана система, яка дозволяє розробляти PLD та FPGA, моделювати їх на ПК разом з іншими аналоговими і цифровими компонентами, проектувати друковані плати та повторювати моделювання з урахуванням паразитних ефектів, які притаманні реальним конструкціям.
Electronics Workbench (http://www.interactiv.com)- на відміну від інших програм схемотехнічного моделювання на екрані зображуються вимірювальні пристрої з органами керування, які максимально наближені до реальності. Користувач звільняється від вивчення абстрактних (хоча і не дуже складних) правил складання завдань на моделювання. Достатньо на схему помістити двохканальний осцилограф та генератор сигналів — і програма сама збагне, що потрібно аналізувати перехідні процеси. Якщо ж на схемі розмістити аналізатор частотних характеристик, то буде розрахований режим за постійним струмом, виконана лінеаризація нелінійних компонентів і потім проведений розрахунок характеристик схеми в частотній області. Діапазон аналізованих частот, коефіцієнт підсилення і характер оцифровки даних (в лінійному чи логарифмічному масштабі) встановлюється на передній панелі, маніпулюючи мишею. Щоб почати моделювання, достатньо натиснути перемикач. Після цього на пристроях індикації цифрових і вольтметрів та амперметрів буде зафіксований режим за постійним струмом, на екрані вимірювача нарисовані частотні характеристики (амплітудно- чи фазочастотні), а на екрані осциллографа буде неперервно зображуватися епюри напруг до тих пір, поки не заповниться буферна пам'ять, а потім можна перервати моделювання чи обнулити пам'ять та продовжити спостереження. В кінці 1998 р. програма Electronics Workbench 5.3 доповнена простішою програмою розробки друкованих плат EWB Layout (причому навідміну від Micro-Cap 6 інтерфейс з іншими відомими САПР друкованих план непередбачений).
OrCad 9.1 (http://www.orcad.com) — після ряду реорганізацій остання версія програми моделювання Pspice 9.2 входить в склад системи наскрізного проектування електронних пристроїв OrCad, які випускаються фірмою Cadence Design Systems (http://www.cadence.com).
System View 4.5 (http://www.elanix.com) — програма System View представляє собою конструктор, за допомогою якого з стандартних "кубиків" будується функціональна система досліджуваної електронної системи. Із каталога бібліотек вибирається потрібний функціональний модуль, який мишею переноситься на схему, а потім проводиться синтез його параметрів чи задання їх значень вручну. Після з'єднання всіх функціональних модулей та підключення вимірювальних пристроїв задаються системні параметри (тривалість інтервала спостережень, частота дискретизації, параметри швидкого перетворення Фур'є) та виконується моделювання. В окремому вікні можна продивитися і обробити результати аналізу. Розраховуються перетворення Фур'є графіків, кореляційні та взаємно кореляційні функції, виконуються арифметичні і тригонометричні операції, статистична обробка даних та багато іншого.
В даному курсовому проекті проводитимемо моделювання за допомогою програмного пакету Electronics WorkBench 5.12. тому що: даний програмний пакет зараз найбільш розповсюджений ; простий у користуванні; має великий набір бібліотек з елементами; досить простий інтерфейс дозволяє швидко ознайомитися та вивчити даний програмний пакет.
3.2 Параметри моделей компонентів
Враховуючи, що модель мікросхеми підсилювача АРА3541 відсутня, то проведемо моделювання лише вхідного каскаду.
Створення схеми-моделі пере передбачатиме наступні кроки: вибір джерела гармонійної напруги; вибір номіналів резисторів та конденсаторів; вибір моделей мікросхем або створення своєї моделі. Схема досліджуваного пристрою зображена на рисунку 8.
Рисунок 8 – Схема досліджуваного пристрою
3.3 Моделювання синтезованого пристрою в часовій області
Подамо на вхід пристрою гармонійний сигнал напругою 0,4 В та частотою 1 кГц.
Вихідний сигнал зображений на рисунку 9.
Рисунок 9 – Осцилограма вхідного сигналу
Рисунок 10 – Осцилограма сигналу на виході
За даними рисунків 8 та 9 визначимо коефіцієнт підсилення по напрузі.
3.4 Моделювання синтезованого пристрою в частотній області
Проведемо дослідження амплітудно0частотної характеристики. Графік АЧХ зображений на рисунку 10
Рисунок 11 – АЧХ та ФЧХ пристрою
За даними рисунку 10 проведемо розрахунки коефіцієнтів частотних спотворень в області верхніх частот Мв та нижніх Мн частот
Як бачимо, частотні спотворення при моделюванні виявились меншими ніж були отримані при розрахунках.
3.5 Порівняння результатів проектування та моделювання
Приведемо порівняльну таблицю отриманих параметрів та параметрів в технічному завданні.
Таблиця 3 – Порівняння результатів отриманих параметрів та параметрів в технічному завданні
| Параметри, що досліджуються | Задане значення в технічному завданні | Отримане значення при моделюванні |
| Частотний діапазон, Гц | 50-12000 | 50-12000 |
| Частотні спотворення в обл. ВЧ, дБ | 3 | 0 |
| Частотні спотворення в обл.. НЧ, дБ | 3 | 0,1 |
| Коефіцієнт підсилення за напругою, дБ | 10 | 10 |
Отже провівши моделювання частини пристрою, який був розроблений в курсовому проекті, можна стверджувати, що синтезований пристрій повністю відповідає вимогам технічного завдання.
Дата добавления: 2018-02-18; просмотров: 1158; Мы поможем в написании вашей работы! |
Мы поможем в написании ваших работ!