Методика расчета силовой цепи (пример). РАСЧЁТНОЕ ЗАДАНИЕ 2 Разработка преобразователя напряжения постоянного тока 2.1 Исходные данные к расчёту Таблица 2.1: Исходные данные к расчётному

Стр 1 из 3Следующая ⇒

РАСЧЁТНОЕ ЗАДАНИЕ 2 Разработка преобразователя напряжения постоянного тока 2.1 Исходные данные к расчёту Таблица 2.1: Исходные данные к расчётному заданию 2. Цифры варианта 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 1-я – входное напряжение – UВХ (В) 6 7,2 8,1 9 9,45 10,8 12 14,4 18 24 2-я – отклонение UВХ – UВХ.Δ (%) 12 13 14 15 17 19 21 24 27 30 3-я – выходное напряжение – UВЫХ (В) 5 9 12 15 18 -5 -9 -12 -15 -18 4-я – выходной ток – IВЫХ (А) 0,6 0,8 1 1,3 1,5 2 2,5 3 4 5 2.2 Общие сведения Для преобразования напряжения одного уровня в напряжение другого уровня (DC/DC) часто применяют импульсные преобразователи с использованием индуктивных накопителей энергии. Такие преобразователи отличаются высоким КПД, достигающим 95%, и обладают возможностью получения повышенного, пониженного или инвертированного выходного напряжения. Функционально регулятор содержит силовую часть и систему управления (рисунок 2.1) Общими для силовой части преобразователей являются: управляемый коммутатор (полупроводниковый ключ), система управления коммутатором, индуктивный накопитель энергии (катушка индуктивности, дроссель), блокировочный диод и конденсатор фильтра, включенный параллельно сопротивлению нагрузки. В качестве управляемого коммутатора рекомендуется использовать переключательные полевые транзисторы, как наиболее эффективные в импульсных схемах. Включение этих элементов в различных сочетаниях позволяет реализовать любой из перечисленных типов импульсных преобразователей. В соответствии с этим известны следующие типы схем преобразователей: понижающие (Buck или Step-down) – рис. 2.5, повышающие (Boost или Step-up) – рис. 2.6, инвертирующие (Inverting) – рис. 2.7, универсальные преобразователи (Buck/Boost) – рис. 2.8. Регулирование уровня выходного напряжения преобразователя осуществляется системой управления путём изменения коэффициента заполнения последовательности прямоугольных импульсов, управляющих работой полупроводникового коммутатора и, соответственно, запасаемой в индуктивном накопителе энергии (импульсный модулятор – рисунок 2.1). Стабилизация выходного напряжения реализуется путем использования обратной связи: при изменении выходного напряжения происходит автоматическое изменение ширины импульсов (дифференциальный усилитель, источник управляющего напряжения – рисунок 2.1). 2.3 Система управления 2.3.1 Импульсный модулятор. Управление коммутатором (S1) импульсных преобразователей выполняются по принципу широтно-импульсной или частотно-импульсной модуляции. В первых из них изменяется длительность управляющих импульсов при неизменной частоте их следования. Во вторых, напротив, изменяется частота управляющих импульсов при их неизменной длительности. Встречаются импульсные преобразователи и со смешанным регулированием. Выбор принципа системы управления зависит от конкретной задачи. Наиболее практичным в большинстве случаев оказывается принцип широтно-импульсной модуляции, поскольку параметры основных элементов схемы (L1, C1) являются частотно зависимыми. Широтно-Импульсная Модуляция, английское сокращение – PWM (Pulse-Width Modulation) - это способ кодирования аналогового сигнала путём изменения ширины (длительности) прямоугольных импульсов несущей частоты – рисунок 2.2. Основным регулирующим фактором выступает относительная длительность импульсов или коэффициент заполнения: (2 1) где Т – период следования импульсов, ti – длительность импульсов, Величина, обратная коэффициенту заполнения называется скважностью импульсов: (2 2) Функциональная схема широтно-импульсного модулятора показана на рисунке 2.3. При односторонней ШИМ, опорное напряжение представляет собой периодические пилообразные колебания. В этом случае модуляция осуществляется изменением положения только одного фронта импульса. Для двусторонней ШИМ, требуется треугольное (желательно равностороннее) опорное напряжение. Двусторонняя ШИМ, обладает более высоким быстродействием, чем односторонняя, поэтому ее применяют чаще. Если входной сигнал – биполярный, то должны меняться полярность и среднее значение выходного напряжения. При этом возможны два типа модуляции разнополярная и однополярная ШИМ. 2.3.2 Генератор линейно изменяющегося напряжения. Генераторы линейно изменяющегося напряжения (ГЛИН) формируют напряжение пилообразной формы, которое служит опорным сигналом компаратора в схеме ШИМ. Для формирования линейно изменяющегося напряжения, чаще всего используют заряд или разряд конденсатора постоянным током. Разработано много схем ГЛИН. Большими преимуществами обладают схемы на ОУ. В них в качестве источника постоянного тока применяются интеграторы на ОУ, а в качестве ключа – компараторы (рисунок 2.4). Схема состоит из компаратора DA1 и интегратора DA2. Пусть в момент времени t1=0 компаратор перешел в состояние отрицательного насыщения. Его . Под действием на интеграторе начинается формирование линейно нарастающего напряжения UГЛИН. Напряжение обратной связи UОС определяется методом суперпозиции: (2 3) где - линейно нарастающее напряжение UГЛИН. При этом UОС также линейно нарастает. В момент времени t2 наступает равенство UOC = Uст. Компаратор переключается, напряжение его на выходе скачком изменяется до , ограниченного стабилитроном VD2. Напряжение интегратора скачком измениться не может. Поэтому напряжение обратной связи скачком увеличивается до величины: (2 4) По действием напряжения на интеграторе начинается формирование линейно падающего напряжения. Напряжение UOC также линейно убывает и в момент t3 принимает значение равное напряжению стабилитрона – Uст: (2 5) где – линейно падающее напряжение UГЛИН. Компаратор вновь переключается и далее процесс периодически повторяется. Период повторения складывается из промежутков времени t12 + t23 (нарастание и спад напряжения) и зависит от параметров элементов R1 и C1 (точнее – от постоянной времени τ = R1·C1), поскольку перепад напряжений на выходе ГЛИН равен перепаду напряжений на конденсаторе C1: (2 6) Конденсатор C1 в схеме интегратора заряжается на промежутке времени t12 и разряжается на промежутке времени t23 . Ток конденсатора (заряда и разряда) не изменяется во времени, а его значение зависят от сопротивления резистора R1 и приложенного к нему напряжения. В общем случае изменение напряжения на конденсаторе определяется выражением: (2 7) где: ΔUC (В) – перепад напряжения на конденсаторе; iC (А) – ток конденсатора (заряда или разряда); C (Ф) – ёмкость конденсатора. На промежутке времени t12 : (2 8) (2 9) (2 10) На промежутке времени t23 (2 11) (2 12) (2 13) Период изменения сигнала на выходе ГЛИН: (2 14) После подстановки в выражение 2 14 составляющих 2 10 и 2 13 можно получить зависимость для R1·C1: (2 15) Пример 1. Пусть в схеме компаратора R3 = 10кОм; R4 = 51кОм; Uст = 3В; = 9В. Определяются UГЛИН и UОС в моменты времени t1; t2; t3. 1 ) В момент времени t1 включается питание. Напряжение на выходе компаратора: Конденсатор С1 до включения питания был разряжен. Напряжение UC = 0 и скачком измениться не может. Значит и в соответствии с (2 3): 2 ) Для момента времени t2 до переключения компаратора на основании выражения (2 4): . Отсюда определяется UГЛИН – максимальное его значение: (2 16) Определяется значение сразу после переключения, когда значение , а UГЛИН еще не изменилось: . 3 ) Для момента времени t3 до переключения компаратора. Напряжение на выходе компаратора . Напряжение обратной связи UOC: . Здесь UГЛИН (t3) – минимальное: (2 17) Напряжение UОС (t3) определяется сразу после переключения, когда значение , а UГЛИН (t3) = 1,82 В. Далее значение UГЛИН периодически изменяется от 1,82 В до 3,6 В, а UОС – от 1,52 В до 4,5 В. В приведённом примере по известным параметрам элементов схемы определяются электрические параметры. В случае разработки ГЛИН решается обратная задача – по заданным электрическим параметрам определяются параметры элементов схемы (R1, R2, R3, R4, R5, C1). Пример расчёта: 1 ) Исходные данные по варианту задания (согласно таблице 2.1), например: · UВХ =10(В) · UВХ.Δ =20(%) 2 ) По исходным данным определяются минимальный и максимальный уровни напряжения питания системы управления: (2 18) (2 19) По уровню UП.МИН . в качестве VD2 принимается стабилитрон типа BZX384-B7V5 с напряжением стабилизации 7,5В. Таким образом – Uвых.m = 7,5В. Выходное напряжение ГЛИН должно находиться в пределах от 0,2 до 0,8 от UП.МИН Таким образом определяются предварительные уровни выходного напряжения ГЛИН (реальные значения определяются после выбора параметров R3, R4, Uст): UГЛИН. МИН = 0,2UП.МИН = 1,6 В UГЛИН. М = 0,8UП.МИН = 6,4 В Из выражения 2 16 для максимального напряжения ГЛИН следует: (2 20) Совместное решение выражений 2 17 для минимального напряжения ГЛИН и 2 20 даёт выражение для отношения сопротивлений резисторов R3 и R4: (2 21) Сопротивления резисторов R3 и R4 выбираются из стандартного ряда руководствуясь указанным соотношением и условием согласования с выходным сопротивлением микросхем операционного усилителя и компаратора. Сопротивление нагрузки должно превышать выходное сопротивление микросхемы не менее чем на два порядка. Поскольку реальные микросхемы широкого применения характеризуются выходными сопротивлениями около 100 Ом, сопротивление нагрузки рекомендуется не менее 10кОм. В результате подбора сопротивлений из стандартного ряда принимается следующий вариант: · R3 = 15 кОм; · R4 = 24 кОм; · R3/R4 = 0,625. Напряжение стабилизации опорного стабилитрона можно определить из выражения 2 20: (2 22) Можно принять к установке стабилитрон типа BZX384-B3V9 с напряжением стабилизации 3,9 В. Используя выражения 2 16 и 2 17 вычисляются реальные значения UГЛИН. МИН , UГЛИН. М (2 23) (2 24) Проверка показывает хорошее совпадение уточнённых значений с предварительными (UГЛИН. МИН 1,6 В ;UГЛИН. М 6,4 В). Перепад напряжений на выходе ГЛИН (2 6): (2 25) Период изменения напряжения ГЛИН определяет несущую частоту ШИМ, выбирать которую рекомендуется выше звукового диапазона: (2 26) Пусть fШИМ = 5∙104 (Гц), тогда зависимость для R1·C1 (2 15) приобретает вид: (2 27) Сопротивление резистора R1 выбирается из стандартного ряда в соответствии с рекомендациями (стр. 7). Пусть R1 = 30 кОм. Тогда C1 = 2,66·1010 (Ф). Ближайшее стандартное значение C1 = 2,2·1010(Ф) = 220пФ. Таким образом для частоты ШИМ справедливо следующее: (2 28) То есть fШИМ = 60кГц в отличие от проектной – 50кГц. Увеличение несущей частоты ШИМ незначительно (17%) и не приведёт к ухудшению параметров преобразователя. 2.4 Силовая часть преобразователя 2.4.1 Понижающий преобразователь. Схема (рис. 2.5) содержит последовательно включенную цепочку из коммутатора S1 (с системой управления), индуктивного накопителя энергии L1, сопротивления нагрузки Rн и включенного параллельно ему конденсатора фильтра С1. Блокировочный диод VD1 подключен между точкой соединения ключа S1 с накопителем энергии L1 и общим проводом. При открытом ключе диод закрыт, энергия от источника питания накапливается в индуктивном накопителе энергии, в ёмкости фильтра и передаётся в нагрузку. После того, как ключ S1 будет закрыт (разомкнут), запасенная индуктивным накопителем L1 энергия через диод VD1 передастся в сопротивление нагрузки Rн. Конденсатор фильтра С1 сглаживает пульсации напряжения.

Методика расчета силовой цепи (пример).

Исходные данные (таблица 2.1):

· U_ВХ (В) = 10В – входное напряжение;

· U_ВХ.Δ(%) =20% – отклонение U_ВХ ;

· U_ВЫХ (В) = 3,3В – выходное напряжение;

· I_ВЫХ (А) =3,5А – выходной ток.

1) Принимается ориентировочно КПД преобразователя (в диапазоне 0,85 ÷ 0,95): η=0,9 .

2) Допустимые пульсации выходного напряжения (В) – не более 2%:

ΔU_ВЫХ = U_ВЫХ ·0,02

3) Минимальное и максимальное значения относительной длительности (коэффициент заполнения) импульса напряжения на входе индуктивного фильтра:

(2 29)

(2 30)

4) Из условия сохранения режима непрерывности токов дросселя определяется его минимальная индуктивность:

(2 31)

Выбирается ближайшее большее значение L из стандартного ряда.

5) Вычисляется ёмкость конденсатора C по индуктивности и заданному значению пульсаций выходного напряжения:

(2 32)

Принимается к установке ближайшее большее значение C из стандартного ряда. В качестве фильтровых конденсаторов большой ёмкости выбираются электролитические (полярные) конденсаторы.

6) Амплитуда тока через конденсатор:

(2 33)

7) Среднее и амплитудное значения тока дросселя:

(2 34)

8) По значениям L, I_L.СР и I_L.M из справочной литературы выбирается типовой дроссель.

9) Ключевой элемент (транзистор) выбирается по максимальному току и допустимому напряжению с учётом частоты преобразования:

(2 35)

10) Блокировочный диод выбирается по максимальному прямому току и обратному напряжению с учётом частоты преобразования:

(2 36)

2.4.2 Повышающий импульсный преобразователь.

Схема (рис. 2.6) выполнена на тех же основных элементах, но имеет иное их сочетание: к источнику питания подключена последовательная цепочка из индуктивного накопителя энергии L1, диода VD1 и сопротивления нагрузки с параллельно подключенным конденсатором фильтра С1. Коммутатор S1 включен между точкой соединения накопителя энергии L1 с диодом VD1 и общей шиной.

При открытом ключе ток от источника питания протекает через катушку индуктивности, в которой запасается энергия. Диод VD1 при этом закрыт, цепь нагрузки отключена от источника питания, ключа и накопителя энергии. Напряжение на сопротивлении нагрузки поддерживается благодаря запасенной на конденсаторе фильтра энергии. При размыкании ключа ЭДС самоиндукции суммируется с напряжением питания, запасенная энергия передается в нагрузку через открытый диод VD1. Полученное таким способом выходное напряжение превышает напряжение питания.

В отличие от схемы понижающего преобразователя, в «бустере» дроссель L1 не является элементом фильтра, а выходное напряжение становится больше входного на величину, определяемую величиной индуктивности L1 и значением коэффициента заполнения:

(2 37)

Методика расчета силовой цепи [1] (пример).

Исходные данные (таблица 2.1):

· U_ВХ (В) = 10В – входное напряжение;

· U_ВХ.Δ(%) =20% – отклонение U_ВХ ;

· U_ВЫХ (В) = 20В – выходное напряжение;

· I_ВЫХ (А) =3,5А – выходной ток.

1) Принимается ориентировочно КПД стабилизатора (в диапазоне 0,85 ÷ 0,95): η=0,9 (аналогично стр. 9).

2) Допустимые пульсации выходного напряжения – не более 2%:

ΔU_ВЫХ = U_ВЫХ ·0,02

3) Максимальное значение относительной длительности (коэффициент заполнения) импульса напряжения в силовой цепи:

(2 38)

4) Среднее значение входного тока преобразователя (ток дросселя):

(2 39)

5) Пульсации тока дросселя определяются, как часть (k_П = 0,3 ÷ 0,8) среднего тока:

(2 40)

6) Амплитудное значение тока дросселя определяется, как результат наложения тока пульсаций на средний ток:

(2 41)

7) Индуктивность дросселя:

(2 42)

8) По значениям L, I_L.СР и I_L.M из справочной литературы выбирается типовой дроссель.

(2 43)

(2 44)

11)Приблизительное значение максимального среднеквадратичного тока через конденсатор равно значению I_ВЫХ :

(2 45)

12)Минимальное значение ёмкости выходного конденсатора:

(2 46)

2.4.3 Инвертирующий преобразователь.

Схема содержит все то же сочетание основных элементов, но снова в ином их соединении (рис. 2.7): к источнику питания подключена последовательная цепочка из коммутатора S1, диода VD1 и сопротивления нагрузки Rн с конденсатором фильтра С1. Индуктивный накопитель энергии L1 включен между точкой соединения коммутатора S1 с диодом VD1 и общей шиной.

Работает преобразователь так: при замыкании ключа энергия запасается в индуктивном накопителе. Диод VD1 закрыт и не пропускает ток от источника питания в нагрузку. При отключении ключа ЭДС самоиндукции накопителя энергии оказывается приложенной к выпрямителю, содержащему диод VD1, сопротивление нагрузки Rн и конденсатор фильтра С1. Поскольку диод выпрямителя пропускает в нагрузку только импульсы отрицательного напряжения, на выходе устройства формируется напряжение отрицательного знака (инверсное, противоположное по знаку напряжению питания).

Дата добавления: 2018-02-18; просмотров: 534; Мы поможем в написании вашей работы!

Поделиться с друзьями:

12 3 Следующая ⇒

Мы поможем в написании ваших работ!